1. Introduction

세계 각국의 친환경, 온실가스저감 정책으로 인해 전기자동차의 대중화는 급격히 확대되고 있다. 시장의 확대로 인해 다양해지는 전기자동차 모델 중에서 소비자의 선택 기준은 전비, 최대 주행거리, 가속성능, 가격, 디자인, 보조금 수혜여부, 운전 편의성, 브랜드인지도 등 다양하게 존재하는데, 이 중 전비와 최대주행거리는 가장 필수적으로 고려되는 중요한 요소이다. 전비는 단위 전기에너지 대비 전기자동차의 평균주행거리이고, 최대주행거리는 최대 충전 상태에서 주행 가능한 거리를 나타낸다. 전비가 높게 되면, 에너지 사용에 있어서 효율성 증대뿐 아니라 낮은 용량의 배터리를 사용하더라도 동일한 주행거리가 가능해지므로 자동차 가격과 무게를 줄일 수 있는 이점이 있다. 또한, 같은 배터리 용량을 채용한 경우에는 최대주행거리를 높일 수 있게 된다. 높은 최대주행거리는 전기자동차 사용자의 충전스트레스를 줄일 수 있다.

전기자동차의 성능을 나타내는데 중요한 전비와 최대주행거리를 동일한 기준으로 측정하기 위해서 속도, 가감속을 하나의 프로파일로 만들어 다이나모에서 모사시험을 통해 측정하게 된다. 이 시험에서 사용되는 가상의 운전 프로파일을 운전사이클(Driving cycle)이라 지칭한다. 운전사이클은 각 나라별 지역별 차종별 사용특성을 고려하여 지정되므로 다양하게 존재하게 된다. 각 프로파일에는 세부적으로 도심과 고속도로의 규격이 각각 지정되어 있는데, 이는 도심과 고속도로에서 주요하게 필요한 속도 및 토크의 차이가 있기 때문이다. 세계에서 가장 큰 자동차 소비시장의 하나로 꼽는 미국의 경우에는 도심과 고속도로의 운전사이클을 미국환경보호국(EPA)에서 UDDS (Urban Dynamometer Driving Schedule)와 HWFET(Highway Fuel Economy Test driving schedule)로 제정하여 사용하고 있으며, 그 프로파일은 그림 1과 같다 ⁽¹⁾. 미국의 운전사이클은 세계 자동차회사들이 미국시장에 진입하기 위해서 반드시 시험에 적용하여야 하므로, 차량별로 효율을 비교하기 위한 기준 운전사이클로 인용 되는 경우가 많다. 따라서, 본 논문에서도 미국의 운전사이클인 UDDS와 HWFET를 사용하여 모터의 운전점을 분석하였다. UDDS는 도심 주행을 모사한 것으로, 총 1369초, 평균 31.5km/h이다. 저속에서 가감속이 많은것이 특징이다. HWFET는 총 765초, 평균 77.7km/h이고, 고속도로주행을 모사하여 높은속도에서 일정하게 유지하는 운전이 많다. 최대주행거리는 이러한 프로파일을 반복적으로 적용하여 측정하고, 이를 충전량으로 나누면 전비를 구할 수 있다.

기존연구는 이러한 운전사이클상의 빈도가 높은 운전점에서 고효율을 가지도록 설계 하는데 중점을 두는 경우가 많았다 ^(2),(3). 이러한 연구에서는 모터의 주요 운전점에서 높은 효율을 보일 수 있도록, 고정자와 회전자의 최적화 설계 기법 적용이 많이 활용되었다. 그러나 운전사이클 UDDS와 HWFET의 주요 운전점이 달라서, 두 사이클에 대한 효율향상을 위해서는 고효율점을 하나의 운전속도 또는 운전점에 치우치거나 두 포인트를 절충할 수 있는 포인트로 정해지게 된다.

권선절체모터(Tap-Change Motor)는 속도, 토크의 운전점에 따라서 사용되는 권선의 수를 바꾸어 최적의 효율 및 최대의 출력을 할 수 있도록 만든 기기이다. 권선절체모터는 추가스위치를 사용하여 권선수를 지정하도록 회로를 연결하는 권선절체회로부와 권선의 수가 변경될 수 있도록 권선탭을 만들어 놓은 모터로 구성된다 ⁽⁴⁾. 그림 2는 2단의 권선절체모터 구성을 보여주고 있으며, (a)와 (b)는 $TS_{2}$의 연결 위치만 다를 뿐 회로적으로 동일한 역할을 한다. 그림 2에서는 고정자의 권선을 좌측의 1번 권선과 우측의 2번 권선으로 분리되어 있으며, 각 권선의 턴수는 $N_{1}$, $N_{2}$이다. $TS_{1}$, $TS_{2}$는 권선절체회로부로 각각 3개의 스위치로 구성된다. 권선절체가 이루어지는 동안이 아닌 경우에는 $TS_{1}$, $TS_{2}$ 중 한 스위치세트 3개의 스위치는 동시에 ON하여, 모터의 권선 중성점을 형성한다. 상전류는 ON되어 있는 스위치세트를 통해서 도통 가능한 권선이 선택되어 모터구동에 사용하게 된다. $TS_{1}$이 도통되면 1번권선이, $TS_{2}$는 1,2번 권선에 전류가 도통되어 운전에 활용되게 된다. 권선절체모터의 일반적인 권선수 선택은 저속일수록 권선의 수를 높게 가져가서 작은 상전류로도 고토크를 얻을 수 있고, 고속에서는 낮은 고정자의 턴수를 선택하여 약계자 제어 시작점을 더 높은 속도에 위치하게 하여 약계자 전류감소로 상전류를 감소시킬 수 있는 것이 권선절체모터의 특징이다. 따라서 1,2번 권선 사용시 저속모드(Low speed mode), 1번 권선 사용시를 고속모드(High speed mode)라고 지칭한다 ⁽⁴⁾. 그림 2(a)의 2단 구조에서 계속적인 권선탭과 권선절체회로부를 추가하게 되면, 3단 이상도 가능하여 선택 가능한 운전모드를 더욱 세분화 할 수 있다. 다만, 그림 2(b)는 $TS_{1}$, $TS_{2}$를 하나의 암(Arm)으로 사용할 수 있는 장점이 있지만, 3단 이상에서는 불가능한 회로 구성이다. 권선절체는 도통되는 스위치가 운전모드에 따라 다르므로, 절체시에 전류도통 패스를 확보 하지 못하면 토크리플이 발생 할 수 있고, 절체시간이 길어지면 공극자속의 변화가 발생하여 토크리플이 발생이 높아지게 된다. 이런 문제를 해결하기 위해서 기존연구에서는 권선절체기법이 제안되었으며, 실험을 통해 토크리플이 최소화 되고, 절체시간 또한 수 마이크로초이내에 아주 빠르게 이루어지는 권선절체기법이 연구되었다 ⁽⁴⁾.

권선절체모터는 절체가능한 권선 수에 따라 고효율 운전점이 복수로 생기게 된다. 따라서 운전사이클 UDDS와 HWFET의 각 주요운전점에서 고효율을 가질 수 있도록 권선설계가 가능하다. 본 연구에서는 KONA 전기차 모터를 2단의 권선절체 모터로 설계할 때, 권선턴수에 따른 인버터손실과 모터 동손을 분석하여 주행사이클 UDDS, HWFET에서 최대의 전비와 주행거리를 가질 수 있는 $N_{1}$, $N_{2}$를 도출한다. 도출된 권선턴수에 따라서 KONA 전기차 모터를 재권선하여 권선절체모터로 제작하고, 이를 주행사이클 운전점에서 시험하여 투입 에너지 감소율을 도출한다. 에너지 감소율을 통해서 권선절체기법을 활용한 전기차모터의 효용성에 대해서 논의한다.

2. Loss Reduction at Driving Cycle Significant Drvie Point

그림 3은 UDDS와 HWFET 운전사이클을 KONA 전기차에 적용하였을 때, 전기모터에 요구되는 속도와 토크 운전점을 2축으로 나타내고, 각 운전점에서 상대적인 중요성을 표현한 것이다. 그림에서 실선은 모터의 최대 운전영역이며, MTPA (Maximum Torque Per Ampere) 영역은 최소전류로 최대토크를 출력하는 운전기법이다. 이 운전기법은 고효율 운전이 가능하여 사용되지만, 고속에서는 인버터의 출력전압 제한으로 인해 공극의 자속을 낮추는 약계자(FW, Field Weakening) 전류의 필요성으로 FW영역에서 운전하게 된다. FW운전은 MTPA운전 기법보다 속도에 따라서 상대적으로 많은 전류가 투입되어 인버터와 모터의 효율이 낮아지게 된다. 그림의 MTPA&FW 경계선은 약계자 전류가 투입되기 시작하는 속도를 표현한다. 그림에 표시된 운점점의 중요성은 운전사이클 UDDS와 HWFET에서 빈도비율을 55%, 45%의 가중치를 두고 복합사이클화 했으며, 이를 각 운전점의 모터출력(Output power)과 곱을 하여 나타내었다. 중요성이 큰 부분을 붉게 표현하였으며, 색이 옅을수록 그 중요성이 떨어진다. 빈도만을 표현하지 않은 이유는 모터의 출력이 낮은 곳은 전체 운전사이클에서 요구하는 에너지 기준으로는 그 영향이 작으므로 효율개선대비 전비나 주행거리에 영향이 적기 때문이다. 따라서 각 운전점의 빈도뿐 아니라 기계적동력, 즉 모터 투입 전력을 곱해서, 전체 운전사이클에서 요구하는 에너지에 영향을 많이 끼치는 점을 가려내기 위함이다. 가장 높은 가중치를 보이는 운전점은 20~50Nm @3krpm, 90Nm @2,3krpm, 20~30Nm @6~7krpm이었다. 2~3krpm은 UDDS의 주요운전점으로 도심운전을 가정하였기에 속도가 높지 않고 가속/감속이 반복되는 지점이 많아서 2~3krpm에서의 중요도가 높았다. 6~7krpm은 HWFET의 주요 운전점으로 고속도로에서 정속 주행이 많아서 이 지점대에서 저토크영역 사용이 많은 편이다. 대체로 최대 출력토크 보다는 주로 20~50Nm의 낮은 토크영역이 많이 사용되고, 운전속도는 크게 3krpm과 7krpm 두 주요 속도 영역에서 높은 중요도를 나타내고 있으므로 이 두 영역의 효율을 개선하면 전체 운전사이클에서의 에너지 사용을 낮추어 전비와 주행거리 개선에 이점이 있을 것이다. 권선절체모터의 고속모드와 저속모드의 주요 효율 개선점을 이 두가지 영역에 초점을 맞추어 설계한다.

그림 4는 모터 턴수에 따라서 3krpm과 7krpm에서의 동기좌표계 d-q전류 영역에서의 전류명령치를 보여준다. 그림에서 n은 턴비로써 기존 KONA모터의 턴수 대비 사용된 턴수의 비를 나타낸다. 그림 4(a) $n=1$은 기준모턴인 KONA전기차 모터이고, 그림 4(b) $n=1.6$은 기준 모터 대비 1.6배 턴수를 증가하여, 3krpm에서 상전류를 낮춘 것이고, 그림 4(c) $n=0.7$은 기존대비 0.7배 사용하여 7krpm에서 약계자 전류를 낮춘 경우이다. $N_{1}/N_{0}=0.7$, $N_{2}/N_{0}=0.9$을 사용하여, 그림 4(b) $n=(N_{1}+N_{2})/N_{0}=1.6$로 저속모드이고, 그림 4(c) $n=N_{1}/N_{0}=0.7$로써 고속모드 사용을 가정한 것이다. 여기서 $N_{0}$는 기준모터인 KONA모터의 턴수이다.

그림 4(a)의 3krpm에서 전압제한(Voltage limit)은 충분히 큰 타원을 그리고 있어서, MTPA선과 출력하고자 하는 $T_{1}$, $T_{2}$의 일정토크선(Constant torque curve)의 교점에서 dq전류 ${I}_{{}{dqs}0 @3{krpm}}$ 선택되어 운전된다. 그림 4(b)의 경우에는 턴비 n을 증가시켜서 전압한계선이 작은 타원으로 줄어들고, 일정토크선도 원점에 가까워 졌다. 따라서 출력하고자 하는 같은 토크 $T_{1}$, $T_{2}$를 위한 d,q전류 ${I}_{{dqs}@3{krpm}}$의 크기가 줄어들게 된다. 이때, 약간 약계자 영역에 들어가더라도 약계자전류의 양이 크지 않으면, 상전류의 크기가 그림 4(a)에 비해서 줄어 들게 된다 ($\left |{I}_{{dqs}0@3{krpm}}\right | >\left |{I}_{{dqs}@3{krpm}}\right |$). 약계자전류가 요구되지 않으면, 같은 출력토크를 발생할 때 모터의 전류부하(Current loading)가 동일하면 동손은 동일하므로, 작아진 상전류는 인버터의 손실을 줄이게 된다.

그림 4(a)의 7krpm에서의 전압제한은 속도가 높아짐에 따라서 작은 타원으로 줄어들게 되므로, 전류명령치 ${I}_{{dqs}0@7{krpm}}$에 상당히 많은 약계자 전류(음의 d축전류)가 투입되어야 T1, T2의 출력토크를 발생할 수 있게 된다. 그러나, 그림 4(c)는 턴비 n이 낮아서, 전압제한 타원이 (a)에 비해 아직 크므로, 고속에서도 약계자전류가 없이 MTPA에서 d,q전류 명령 ${I}_{{dqs}@7{krpm}}$을 찾을 수 있게 되어 상전류를 낮출 수 있다 ($\left |{I}_{{dqs}0@7{krpm}}\right | >\left |{I}_{{dqs}@7{krpm}}\right |$). 이 경우에는 3krpm과 달리 전류부하 또한 줄어들면서 동손과 함께 상전류 감소로 인한 인버터 손실 절감이 있다.

권선절체모터는 기준모터의 MTPA영역에서는 턴수를 높여서 상전류를 줄이고, 약계자영역에서는 턴수를 낮추어 상전류를 줄일 수 있다. 이러한 원리를 수식적으로 표현하기 위해서 각 권선절체모터의 파라미터를 턴비와 기준모터의 파라미터로 표현하여야 한다. 모터 턴수가 달라지면, 인덕턴스와 역기전력상수는 기준 모터 대비 턴비의 제곱과 턴비에 비례하여 아래와 같이 표현된다.

$L_{d},\: L_{q},\:\lambda_{dr}$와 $L_{d0},\: L_{q0},\:\lambda_{dr0}$는 턴비 $n$모터와 기준모터의 동기좌표계에서의 d,q축 인덕턴스와 역기전력상수이다. 상대적으로 유기전압이 작은 저항성분을 무시하고, 식(1)을 이용하여 d,q축 정상상태의 전압 방정식과 토크식을 기준모터의 인덕턴스와 역기전력상수를 활용하여 유도하면, 아래와 같다.

$v_{ds},\: v_{qs},\: i_{ds},\: i_{qs}$는 턴비 $n$모터의 d,q축 전압과 전류를 나타내고, $\omega_{e}$는 전기적 각속도이다. 식(2)- 식(4) 수식에 기준 모터 전류에 턴비를 반비례하여 $i_{ds}=i_{ds0}/n,\: i_{qs}=i_{qs0}/n$를 투입하면, 아래와 같이 전압이 턴비에 비례하고 토크는 동일하다.

$v_{ds0},\: v_{qs0},\: i_{ds0},\: i_{qs0}$은 기준모터의 d,q축 전압과 전류를 나타내고, $T_{0}$는 기준모터의 출력토크이다. 식(5)에 의해서, 동일한 토크를 유지하기 위해서 턴비에 반비례해서 전류를 투입하면, 전압의 턴비에 비례하여 나타나는 것을 볼 수 있다. 턴비가 높으면 투입되는 상전류는 감소하고, 요구되는 모터의 전압이 턴비에 비례하여 증가하게 되는 것이다. 모터의 요구 전압이 높아지므로, 약계자영역에 진입하는 속도 또한 턴수에 반비례 하여 감소하는 것을 알 수 있다. 이와 반대로, 턴비가 낮으면 동일한 토크를 발생하기 위해서 전류의 크기는 증가하나, 모터전압이 낮아지게 되고, 약계자영역에 진입하는 속도가 증가하게 된다. 그림 4에서 살펴본 내용을 수식에서 내포하고 있음을 알 수 있다.

2단 권선절체모터의 경우에 동일한 슬롯 점적율(Slot fill factor)을 가정하게 되면, 아래 식과 같이 1,2번 권선저항이 표현된다.

동손(Copper loss) $P_{coperloss}$는 저항값과 상전류의 제곱근으로 아래와 같이 표현된다.

권선절체모터가 1,2번 권선을 모두 사용하는 저속모드($n>1$)인 경우에 상저항은 $R_{s-N1}+R_{s-N2}=n^{2}R_{s0}$으로써 턴비의 제곱에 비례하여 나타난다. 기준모터와 동일한 MTPA 운전점인 전류명령치 $i_{ds}=i_{ds0}/n$, $i_{qs}=i_{qs0}/n$를 인가하게 되면, 고정자의 슬롯에 동일한 전류부하가 발생하여 기준모터와 동손이 동일하다. 따라서, 2단의 경우 1,2권선을 동시에 사용하는 저속모드에서는 MTPA운전점을 사용하게 되면, 기준모터와 권선절체모터는 동일한 동손을 발생시킨다. 하지만, 인버터는 상대적으로 턴수가 높게 되면 상전류가 낮아져서 손실을 낮출 수 있어 시스템 효율을 개선 가능하다.

그러나 1번 권선만을 사용하는 고속모드($n<1$)를 사용하여, 기준모터의 MTPA운전영역에서는 운전을 하게 되면, 높은 상전류 발생과 1번 권선만 사용하므로 높은 저항값으로 동손이 많이 발생하게 되고, 높아진 상전류로 인버터의 손실 또한 증가한다. 고속모드는 기준모터가 고속에서 약계자전류의 증가로 상전류가 과도하게 높아지면, 상전류 증가로 인한 동손과 인버터손실이 많이 발생한다. 권선절체모터의 고속모드는 상대적으로 턴수가 낮아 약계자전류를 0 또는 대폭 감소시켜서 상전류를 많이 낮출 수 있다. 이는 모터동손과 인버터손실을 감소시키는 것이다. 따라서 권선절체모터의 고속모드는 기준모터가 약계자 전류에 의해 손실이 많은 고속에서 인버터와 모터의 손실을 줄일 수 있다.

3. Loss Model of Inverter and Tap-Change Circuit

모터의 턴수의 변화는 상전류의 증감을 가져와서 인버터의 손실에 직접적으로 영향을 준다. 따라서 권선절체모터의 턴수를 조정하여 시스템의 효율을 개선하기 위해서는 인버터의 손실을 모델링하고 최적안을 도출하는데 필요하다. 인버터의 손실은 도통손실(Conduction loss) $P_{cond}$, 스위칭손실(Switching loss) $P_{sw}$의 합이다.^(5),(6)

도통 손실은 IGBT와 Diode 도통 시 각 소자 전압과 전류의 곱으로 손실을 나타낸다. 인버터의 하나의 Arm에서 상/하단의 IGBT/Diode 중에 항상 하나는 도통하게 된다. 두 소자의 도통 시간 배분은 출력 전류 방향과 Modulation index에 따라서 결정된다. IGBT와 Diode의 도통 시 전압에 차이가 다소 발생하지만, 전류방향과 Modulation index를 고려해서 도통 손실을 구하게 되면 계산이 아주 복잡하게 진다. 따라서 두 소자의 도통 전압의 차이가 낮기에 이를 하나의 아래 식 (8)과 같이 선형 모델로 그 도통 전압 $v_{ce}$을 도통 전류$i_{c}$의 한수로 수식화 하였다.^(5),(6)

$V_{CE0},\: R_{c}$는 소자의 DC offset voltage와 도통상태 저항성분으로써, 데이터 시트의 V-I 도표에서 근사적으로 구할 수 있다. 식 (8)을 활용해서, 3상 정현파 인버터의 동기좌표계 d,q전류에 의한 도통손실을 구하면 아래와 같다.⁽⁵⁾

스위칭손실은 데이터 시트의 ON/OFF 손실에너지 $E_{ON,\:}E_{OFF}$ 대 소자전류 $i_{c}$의 도표를 선형 모델링하면 다음과 같다 ⁽⁶⁾.

$A_{ON},\: B_{ON}$과 $A_{OFF},\: B_{OFF}$는 1회 스위치 ON/OFF시의 전류상관계수와 0전류시의 OFFSET을 나타낸다. 이 상수들은 데이터 시트의 손실에너지 그래프를 선형 근사화해서 구한다. 1회 스위칭으로 손실되는 에너지가 식(10),(11)으로 표현되므로, 스위칭 주파수 $f_{SW}$인 경우의 정현파 3상 인버터의 스위칭 손실은 아래와 같다.

권선절체모터 전류패스에는 운전모드에 따라서 고속모드는 $TS_{1}$, 저속모드에서는 $TS_{2}$가 포함되므로, 이를 모터의 동손에 포함시켜야 한다. $TS_{1}$, $TS_{2}$는 도통손실만 존재하므로, FET를 사용하였기에 $R_{ds(ON)}$으로 등가 저항을 산정할 수 있다. FET의 등가저항은 동손 계산시에 권선저항에 더해서 계산 가능하다.

4. Optimal Turn Number of Tap-Change Motor

그림 5는 기준모터의 단면을 보여준다. 기준모터의 턴수가 10턴, 2중(Layer) 분포권을 가지고 있다. 표 1은 기준모터의 스펙은 나탄낸다. 권선절체모터는 기준모터의 권선을 제거하고 설계된 권선절체권선을 재와인딩 작업을 하는 것으로, 기준모터의 기본 특성은 그대로 유지하게 된다. 새로 재권선 될 1,2번 권선의 턴수 $N_{1}$, $N_{2}$는 정수이여야 하기에, 정수값에 대해서만 분석한다. 권선의 턴수를 다양하게 적용하여 각 턴수에 따른 손실을 분석하여 최적의 $N_{1}$, $N_{2}$턴수를 찾는 방식으로 진행한다. 먼저, 분석할 턴수가 주어지면, 운전사이클 분석에 필요한 속도, 토크의 운전점에서 1)모터의 FEA데이터에서 요구되는 속도와 출력토크에서의 가능한 최소의 전류명령치를 도출, 2)도출된 전류명령치는 동손와 인버터의 손실을 계산하여 각 운전점의 모터,인버터 손실을 계산한다. 3)운전사이클에 적용하여 누적손실 에너지를 계산하고, 4) 기준모터대비 에너지 개선율을 계산하였다. 이러한 과정을 각각의 정수 $N_{1}$, $N_{2}$ 턴수를 변경하여 1)~4)번까지를 반복 수행한다. 이러한 방법으로 각 턴수에 대한 운전사이클 UDDS와 HWFET, 그리고 이 두가지를 55%:45%의 비율로 가중치를 둔 복합화 사이클의 경우에 에너지효율 개선도 계산 결과를 표2에 나타내었다. 배터리의 전압은 327V이다. 전압이 바뀔 경우 약계자시작 속도가 달라지면, 효율 개선도는 달라진다. 327V는 기준모터인 KONA의 Lite (39.2kWh)의 경우이다.

표 2에서 UDDS의 결과를 살표보면, (N1+N2, N1)=(16,7)에서 1.34%의 가장 큰 효율 개선이 있을것으로 보이며, HWFET의 경우에는 (N1+N2,N1)=(11,7)에서 가장 큰 효율 개선이 보인다. HWFET의 경우에는 N1+N2값이 더 낮아지면 더 효율이 개선될 수 있는 것으로 보이나, 가중치를 둔 복합 운전사이클에서 표를 보면, 이보다 너 낮은 N1+N2값은 UDDS에서의 효율이 더 빨리 낮아지므로 분석하는 의미가 없다. UDDS는 주요 운전점이 3~4krpm에 있고, HWFET는 주로 6~7krpm에 있으므로, N1+N2는 16턴에서 UDDS에 초점을 맞추고, N1는 7턴에서 HWFET에 초점을 맞추게 된다.

5. Experimental Results

앞 절의 분석 결과를 바탕으로 권선절체모터의 N1은 7턴, N2는 9턴을 사용하여 재권선 하였다. 고정자 슬롯의 필팩터(Slot fill factor)를 동일하게 유지하기 위해, 권선의 단면적은 상대적으로 작게 선정하였다. 그림 6은 그림 6(a)제작된 모터의 재권선, 그림 6(b)권선절체 모터 외형, 그림 6(c)인버터와 권선절체회로 사진이다. 운전사이클 분석을 위한 대표운전점 속도는 500, 1k, 2k, 3k, 4k, 5k, 6k, 7k, 8krpm에서 수행하였으며, 출력토크는 저속에서는 최대 130Nm까지, 고속에서는 30Nm까지 시험하였다. DC-link 전압은 330V를 사용하였다. 기준모터와 권선절체모터의 손실 시험 결과는 그림 7과 같다. 두 종류의 모터에서 발생하는 기계손과 영구자석에 의한 철손은 선측정하여 본 시험 결과에서는 제거하였다. 따라서 그림 7에는 인버터손실과 모터동손과 인버터에 의한 고주파 기계손만을 포함하고 있다. 그림 7(a)는 기준모터의 500~8krpm에서 출력 토크에 따른 모터손실 시험 결과를 보여주고 있다. (b)는 1,2번권선을 사용하는 저속모드 16턴의 시험 결과로써, 500~4krpm까지의 손실 시험 결과이다. (c)는 1번권선을 사용하는 고속모드 7턴의 시험결과로, 고속의 3k~8krpm에서의 손실 시험 결과이다. 권선절체모터는 (b)저속모드의 손실과 (c)고속모드의 손실을 비교하여 상대적으로 작은 손실이 발생하는 부분의 권선을 선택하여 시스템의 손실을 최소화 할 수 있다. 현재의 손실을 비교하면, 4krpm에서 출력 토크에 따라서 저속모드와 고속모드 사이에 권선절체를 하여야 한다. 500~3krpm에서는 1,2번 권선을 사용하는 저속모드를 사용하고, 5~8krpm에서는 1번 권선만을 사용하는 고속모드를 사용하는 권선절체 운전기법을 사용하여야 한다. 그림 7의 (a)와 (b)를 비교해보면, 500~3krpm사이에서는 기준모터대비 1,2번권선을 사용하는 권선절체모터의 저속모드가 기준모터 대비 더 손실이 작고, (a)와 (c)를 비교하면 6~7krpm 속도에서 권선절체모터의 고속모드가 손실이 작다. 따라서 이러한 점에서 손실개선 효과를 가질 수 있다.

시험을 통해 정립된 기준모터와 권선절체모터의 손실데이터를 활용하여 UDDS, HWFET 운전사이클에 의한 총 투입에너지를 비교하였다. 비교 결과 기준모터대비 권선절체모터가 UDDS는 1.84%, HWFET는 1.53%의 에너지 사용감소가 있었다. 복합 운전사이클 상태에서는 1.70%의 개선 효과가 있었다. 표 2에서 이론적인 UDDS, HWFET, 복합 사이클 결과는 1.34%. 1.98%, 1.63%이다. 저속영역(저속모드)에서 계산치에 비해서 낮은 손실의 결과를 가졌고, 고속영역(고속모드)에서는 다소 높은 손실이 나타나고 있었다. 이는 턴수에 따라서 인버터에 의한 코어손실의 증감되어서 나타나는 것으로 판단된다. 턴수가 높으면, 인버터의 하모닉 전압에 의해서 코어자속의 변화가 적고, 반대의 경우 변화가 많다. 코어자속의 변화는 코어손실로 귀결되어, 계산치와 차이를 보이는 것이다.

6. Conclusion

본 논문에서는 전기자동차의 구동모터에 권선절체모터 사용을 위한 최적의 권선수 설계 기법을 제안하였다. 제안된 설계 기법은 모터의 동손과 인버터의 손실을 모델링하고, 전기자동차의 운전사이클에서 이를 에너지 관점 최소화 하기 위한 저속모드와 고속모드 권선의 턴수를 찾는 것이다. 제안된 기법을 통해서, UDDS와 HWFET, 복합사이클에서 중요도 높은 운전점에서 손실을 낮추어 전체 에너지투입 측면에서 약 1.7%의 감소를 가져왔다.