2.1 800W급 부스트 PFC 컨버터 설계 및 제어

유도 히터의 효과적인 발열을 목적으로, 부스트 PFC 컨버터가 정류단과 공진형 인버터 사이에 위치하게 된다. 역률 개선을 목적으로 그림 4와 같은 800W급 부스트 PFC 컨버터의 설계를 수행하였다. 단상 입력 전원의 실효 값이 220V에 해당하므로, PFC 컨버터 입력 전압은 그림 4와 같이 최대 311V에 해당하는 값을 가지며, 출력 전압은 입력 전압보다 높은 값인 350V로 선정하였다. 이와 관련된 세부 사항은 표 1을 통해 확인할 수 있다.

자성체와 커패시터 설계를 위해, 먼저 인덕턴스와 커패시턴스를 도출하였다. PFC 컨버터의 인덕터의 경우 선정한 스위칭 주파수(60kHz)와 입력 전류 리플(전류 최대 값의 30\%)을 고려하여 945uH의 인덕턴스 값을 도출하였다. 인덕터로 High Flux 재질의 OD358 코어를 선정하였으며, 제작 후 LCR 미터 측정 결과 961uH의 인덕턴스 값을 갖는 것을 확인하였다. 커패시터의 경우, PFC 컨버터의 역률을 1이라 가정한 후에 전압 스트레스(350V)와 출력 전압 리플(출력 전압의 3\%)을 고려하여 577uF의 커패시턴스 값을 도출하였다. 이러한 조건들을 고려하여 커패시터로 Rubycon社의 450UFG560MBN40X50 (450V/560uF) 소자를 선정하였다.

정류단 및 부스트 PFC 컨버터의 전력 반도체 소자를 선정하였으며, 다음과 같은 조건들을 고려하였다. 정류 다이오드의 경우 입력 전압(단상 220V) 및 전류 스트레스를 고려하여 Vishay社의 BU1006-M3_45 (600V/10A) 소자를 채택하였으며, 스위치 소자의 경우 정류된 전압 및 전류 스트레스를 고려하여 STMicroelectronics社의 STP11N60DM2 (650V/10A) 소자를 선정하였다. 또한, 다이오드 소자의 경우 정류된 전압 및 전류 스트레스를 포함하여 낮은 순방향 전압을 갖는 Rohm社의 SCS206AGHR (650V/6A) 쇼트키 다이오드 소자를 선정하였다.

그림. 4. 부스트 PFC 컨버터 회로도

Fig. 4. Circuit of boost PFC converter

부스트 PFC 컨버터의 경우 인덕터 전류의 위상과 정류 다이오드를 통과한 입력 전압의 위상이 일치되어야 하므로, 그림 5과 같은 제어 블록 다이어그램이 요구된다. 먼저 입력 전압(Vin, 단상 220V)과 인덕터 전류(IL), 그리고 출력 전압(VO) ADC 센싱이 필요하다. 전압 제어기의 DC 출력과 센싱한 입력 전압의 곱이 인덕터 전류 지령 값(IL,ref)을 생성하게 된다. 이후에 순시적으로 변화하는 입력 전압에 맞추어 요구되는 출력 전압 지령 값(VO,ref)을 얻기 위해 시비율 제어가 수행된다. 따라서 인덕터 전류 측면에서는 AC 전류 제어가 요구되며, 출력 전압 측면에서는 정전압 제어가 요구된다.

이를 위해서는 먼저, 정확한 ADC 센싱이 이루어져야 한다. 인덕터 전류 지령의 경우, 센싱한 입력 전압 값과 PI 제어기 출력의 곱으로 계산되므로 올바른 전압 값을 읽지 못할 경우 전류 지령 값이 표 1과 같은 설계 사양 값을 만족시키지 못하기 때문에 요구되는 정전압 제어가 불가능하다. 따라서 적절한 값을 센싱받기 위해, 출력 전압의 경우 선정한 스위칭 주파수(60kHz)의 1/5에 해당하는 값을 저역통과필터의 차단 주파수로 선정하였다. 또한 입력 전압의 경우, 평활한 값을 센싱받기 위해 선정한 스위칭 주파수의 1/100에 해당하는 값을 선정하였으며, 인덕터 전류의 경우 지연을 최소화하기 위해 스위칭 주파수의 5배에 해당하는 값을 차단 주파수로 선정하였다.

그림. 5. 부스트 PFC 컨버터 제어 블록 다이어그램

Fig. 5. Control block diagram of boost PFC converter

제어기 설계를 위해 대역폭을 선정하였으며, 전류 제어기의 경우 빠른 동특성을 위해 대역폭을 1.5kHz로 설계하였다. 전압 제어기 대역폭의 경우, 단상 입력 전원이 220V/60Hz인 점을 고려하여 24Hz의 대역폭을 목표로 하였으나 제어의 안정성과 요구되는 출력 전압 리플을 만족하기 위해 보수적으로 3Hz의 대역폭을 갖도록 설계하였다.

그림 6는 800W급 부스트 PFC 컨버터의 부하 조건에 따른 실험 파형을 나타낸다. 그림 6(a)~(d)의 실험 파형은 무부하 조건부터 전부하 조건에 해당하는 부하 조건 별 입력 전압(단상 220V)과 인덕터 전류 파형이며, 각각 파란색과 녹색으로 표현되어 있다. Division의 경우 입력 전압은 200V, 인덕터 전류의 경우 2A에 해당하며, Time base는 5ms 조건에서 실험하였다. 무부하 조건에서 전부하 조건으로 갈수록 CCM 구간으로 동작하는 구간이 늘어남에 따라, 인덕터 전류가 입력 전압과 동일한 위상을 가지므로 역률이 1에 가까운 값을 가지는 것을 확인하였다. 또한, 그림 6(d)와 같이, 전 부하 조건에서 인덕터 전류의 최대 값이 6A를 초과하지 않는 것을 알 수 있다. 따라서 설계한 인덕터의 전류 리플 값의 유효성 또한 검증하였다.

그림. 6. 부하 조건에 따른 PFC 실험 파형

Fig. 6. Waveform of PFC by load condition

2.2 공진형 인버터 설계 및 제어

공진형 인버터의 경우 부하에 해당하는 유도 히터가 요구하는 고주파수의 전압 공급을 위해, ±VS의 극전압이 요구된다. 이를 위해 풀브릿지 구조를 채택하였으며, 부스트 PFC 컨버터의 출력인 DC 350V를 입력으로 한다. 효과적인 발열을 위해서 공진형 인버터 내 전력 반도체 소자의 손실을 줄이는 것이 필수적이며, 스위칭 손실에서 큰 비중을 차지하는 턴-온 손실을 크게 저감할 수 있는 그림 7과 같은 공진형 인버터가 요구된다.

인버터 스위치의 경우 다음과 같은 동작이 수행된다. 먼저 S1과 S4가 턴-온되고, 이로 인해 S2와 S3에는 입력 전압인 350V에 해당하는 전압 스트레스가 인가되게 된다. 이후, 데드타임으로 인해 모든 스위치가 OFF되며, 부하 측으로 흐르는 전류(ILoad)에 의해 S2와 S3의 출력 기생 커패시터에 충전되어 있던 전압을 0V로 방전시키게 된다. 이후 스위치 S2와 S3의 턴-온 동작이 수행됨에 따라 인버터 스위치의 영전압 스위칭이 성취되어, 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다. 인버터 스위치의 경우 전압(350V) 및 전류 스트레스를 고려하여, Infineon社의 IPW60R280P6FKSA1 (600V/13.8A) 소자를 선정하였다. 또한 인버터의 스위치의 경우 최대 320kHz에 해당하는 고주파 구동으로 인해, 발열에 취약한 단점을 가진다. 이를 해결하기 위해, DC 5V를 전원으로 하는 Delta社의 AFB0405LA-A (4000RPM) 팬을 채택하였다.

그림. 7. 공진형 인버터 회로도

Fig. 7. Circuit of resonant inverter

유도 히터의 경우 PCB에 흐르는 부하 전류에 의해 와전류손이 발생하게 되며, 이로 인해 발열 현상이 일어나게 된다. 높은 온도로 발열할수록 동절기 분기기 융설 방지에 효과적이나, PCB가 버틸 수 있는 온도를 고려하여 본 논문에서는 50℃로 온도제어를 수행하고자 한다. 유도 히터 온도 센싱을 위해 NTC 서미스터인 Tewa社의 TT6-100KC3L-5-AUR를 채택하였으며, 해당 센서의 경우 -30℃에서 120℃도 조건에서 사용 가능하다.

온도 제어기를 위해 PI 제어기를 설계하였으며, 동작 원리는 다음과 같다; 분기기의 설빙 제거를 위해서는 유효 전력을 최대로 증가시킬 수 있는, 등가 저항분만 임피던스에 투영되는 공진점에서의 동작이 필수적이다. 이때의 스위칭 주파수가 250kHz이며, 히팅판에서 발열이 시작되어 목표로 했던 설빙 제거가 가능하다. 이후 히팅판의 온도가 50℃에 도달할 경우, 부하에 흐르는 전류를 줄이기 위해 공진형 인버터의 극전압과 부하 전류의 위상을 키우기 위해 스위칭 주파수를 증가시키게 된다. 이로 인해 온도가 포화되고, 히팅판이 겨울철 외기 온도에 의해 식을 경우에는 다시, 스위칭 주파수를 공진점에 가깝게 제어하게 된다. 일련의 제어 동작 수행을 통해 목표로 하는 50℃ 온도 제어가 가능하며 이를 주파수 제어를 적용한 실험을 통해 확인하고자 한다.

전원부 보드의 경우 그림 8과 같이 부스트 PFC 컨버터와 공진형 인버터가 하나의 보드 내에 위치하게 된다. 전원부의 경우 초충 회로를 위한 계전기, 부스트 PFC 컨버터의 스위치, 공진형 인버터의 스위치, 그리고 보호 회로를 포함하여 9개의 PWM이 요구된다. 또한, ADC의 경우 단상 입력 전압과 인덕터 전류, 컨버터 출력 단의 전압 및 전류, 그리고 히팅판의 온도를 포함하는 ADC 센싱이 요구된다. 이러한 조건들을 고려하여, 마이크로컨트롤러로 현재 철도차량분야에서 활발히 사용 중인 TI社의 TMS320F28335 칩셋을 선정하였다.

그림. 8. 전원부 시제품

Fig. 8. Photo of the power section in the IH system

2.3 유도 히터의 설계 및 해석

유도 히터는 크게 PCB와 코어, 그리고 히팅판으로 구성되어 있다. 유도 히터의 가열 원리는 다음과 같다; 앙페르 주회 법칙에 근거하여 PCB에 흐르는 전류로 인해 자속이 발생한다. 코어를 통해 히팅판으로 전달된 쇄교자속은 페러데이 전자기 유도법칙에 의해 히팅판에 유도기전력이 발생하고, 히팅판 표면에 와전류가 흘러 와전류손이 발생하게 된다 ⁽¹⁰⁾. 이로 인해 히팅판의 가열이 이루어진다.

유도 히터는 지속적으로 연구됐다 ^{(7), (10)-(11)}. 그러나 이전의 연구는 유도 히터의 경향성을 파악하기 위해 설계되었고, 이는 상용품에는 비교적 적합하지 않은 형태이다 ^{(7), (10)}. 또한, 모듈형 유도 히터를 방수 커넥터로 직렬 연결하였으므로 커넥터 부근의 설빙 제거에 어려움이 있다 ⁽¹¹⁾. 따라서 본 논문에서 제안하는 유도 히터는 이전 유도 히터의 단점을 보완하는 동시에 상용품에 적합하도록 개선한 유도 히터를 제안한다. 그림 9는 개선된 유도 히터의 단면도를 나타낸다. 유도 히터는 1차 측인 PCB(coil), 2차 측인 히팅판(workpiece), E-type 형태의 페라이트 코어(core), 공극과 동시에 방수 목적의 수축 튜브, 그리고 이들을 고정하기 위한 에폭시(Epoxy)로 구성된다. PCB는 총 길이 500mm이고 12턴 spiral 형태로 설계하였으며, 1.6m의 히팅판 위에 3개 직렬로 연결하였다. 코어는 PL-F1의 페라이트 재질이며 각 PCB에 안착되도록 E-type 형태로 설계하였다. PCB와 코어를 고정하기 위함과 동시에 공극을 유지하기 위해 0.6mm 두께의 수축 튜브를 적용하였다. 제안하는 유도 히터는 단일화된 제품의 형태로 유지되어야 하며, 확장된 히팅판의 양측과 단부에 에폭시로 몰딩작업이 필요하다. 해당 유도 히터에 적용한 에폭시는 Resin과 Hardner를 일정 비율로 섞은 EC-1012M/ EH-10/EH-20M을 사용하였다. 해당 에폭시는 -40℃에서 160℃의 온도 범위에서 본래의 형태를 유지하기 때문에 동절기 극한의 온도와 히터의 가열에도 수축/팽창/박리와 같은 변형이 없다.

그림. 9. 개선된 유도 히터의 구조

Fig. 9. Construction of the improved induction heater

앞서 설계한 유도 히터의 검증을 위해 상용 유한요소해석 프로그램을 이용하여 유도 히터의 전자계 해석을 수행하였다. 표 2는 시뮬레이션을 위한 유도 히터의 재질 데이터를 나타낸다. 히팅판은 인덕션 레인지용 조리기구에 사용되는 페라이트계 스테인레스강인 SUS430을 적용하였다. 코어는 유도가열 히팅시스템의 동작 주파수인 250~ 320kHz 범위에 만족하는 PL-F1 페라이트를 사용하였다.

그림 10은 히팅판의 표면 손실 분포를 나타낸다. 1차 측인 PCB 패턴 형상과 유사하게 2차 측 히팅판에 표면 손실이 나타나고, 이로부터 히팅판의 가열이 정상적으로 이루어짐을 시뮬레이션을 통해 확인하였다.

그림. 10. 히팅판의 표면 손실 분포

Fig. 10. Surface-Loss density distribution of workpiece

표 3은 유도 히터의 구성품의 손실 및 이의 비율을 나타낸다. 히팅판의 손실비는 유도 히터에서 약 85\%을 차지하므로, 히팅판에서 대부분의 발열이 발생한다는 사실을 시뮬레이션을 통해 확인하였다.