1. 서 론

최근 범국가적 온실가스 증가에 의한 기후변화와 환경오염의 문제가 심화됨에 따라 화석연료를 대체할 수 있는 친환경 신재생 에너지 기술에 관한 다양한 연구가 진행되고 있다^(1-2). 특히 태양광발전, 풍력발전과 같은 친환경 신재생 에너지를 이용하여 전기를 생산하고 발전량을 예측하는 연구를 통해 기존의 화석연료를 사용했을 때 발생하는 온실가스를 줄이기 위한 노력을 지속하고 있다^(3-5). 또한, 기후변화에 대응하기 위해 EU를 비롯한 국제사회에서는 2035년부터 휘발유와 경유 등 화석연료를 사용하는 내연기관차의 판매를 금지하는 방안을 채택함으로써 내연기관을 대체할 수 있는 e-mobility에 관한 연구가 활발히 진행되고 있다.

이와 더불어 버려지는 에너지를 모아서 다시 활용할 수 있는 에너지 하베스팅에 대한 관심도 증가하고 있다^(6-8). 진동이나 압력을 이용해 전기를 생산할 수 있는 압전소자를 타일에 설치하여 전기를 생산하는 방식은 브라질 빈민가의 축구장에 야간 조명을 밝히고 있으며, 온도차를 전압으로 변환하는 열전소자를 이용한 에너지 하베스팅은 스마트 워치와 같은 모바일 기기의 배터리를 충전하고 공장의 폐열을 활용하여 전기를 생산하고 있다. 또한, 전자기 안테나를 이용하여 교류 전파를 수집해 전기에너지로 변환하는 기술을 이용하여 모바일 기기를 충전하거나 전송선로에서 발생하는 자기장을 수집하여 소량의 전기에너지를 생산하는 기술에 대한 연구도 진행되었다⁽⁹⁾.

특히, 한국 전기 연구원에서는 배전반 부스바 주변에 항시 발생하고 있는 3상 전류에 의한 자기장을 이용하여 실시간 모니터링이 가능한 전력기기용 자가발전 무선 온도 진단 기술을 개발하였다. 해당 기술은 자기장을 수집하는 코일을 이용하여 코일 양단에 교류 전원을 생성하고 평활회로를 이용하여 교류를 직류 전원으로 변환한 후에 이를 온도센서와 무선통신을 위한 전원으로 사용하였다. 무선 온도 진단 기술은 시스템을 구성하는 회로가 간단하고 소형으로 제작할 수 있으므로 배전반 내부에 설치하기 매우 간편한 장점이 있다.

같은 원리를 이용하여 다수의 에너지 하베스팅 코일을 부스의 바 주변에 array 형태로 배치하고 정류기를 거쳐 직류 전원을 생성하면 1-cell 배터리를 충전할 수 있는 자기장 에너지 하베스팅 시스템을 배전반에 적용할 수 있다(그림 1). 해당 시스템 에너지 하베스팅 코일은 3D 프린터를 이용하여 길이 100 mm의 보빈을 제작하였으며 보빈 내부에는 TDK 社의 I93/28/30 페라이트 코어를 장착하고 3000턴을 감아 인덕턴스 2 H, 저항 2 kΩ이 되도록 proto-type 코일을 제작하였다. 코일 양단의 유도기전력이 0.352 uF의 필터를 거쳐 60 Hz 교류 전원을 생성한 후 bridge-diode 정류기를 거치면 직류 전원을 얻을 수 있다. 이후 buck converter를 통해 TP4056으로 구성되는 1-cell 배터리 충전회로를 이용하여 배터리를 충전한다.

그림. 1. 배전반 에너지 하베스팅 블록도

Fig. 1. Block diagram of energy harvesting for switch board

그림. 2. 기존 회로와 동작 모드

Fig. 2. Schematic and modes of operation for the conventional circuit

그림. 3. 제안 회로와 제안 회로의 등가회로

Fig. 3. Schematic of proposed converter and equivalent circuit

1-cell 배터리는 LiPo ZAPPERS 8000 mAh, 사용전압 3.8 V, 완충 전압 4.2 V, c-rate 100C를 사용하였다. 배전반에서 RMS 300 A의 전류를 공급할 때 8개의 에너지 하베스팅 코일 array를 사용한 하베스팅 시스템에서 약 20 mW의 전력을 생산하였으며 동일 조건에서 완전 방전된 1-cell 배터리를 충전하는 시간을 계산하면 약 84일이 소요된다. 또한 완충 상태인 4.2 V 조건에서 15 W급 LED 조명을 구동 할 경우 최대 2시간 동안 정전에 대비할 수 있다. 해당 시스템은 전기연구원에서 개발한 자가발전 무선 온도 진단 기술 대비 무게와 부피가 증가하는 단점이 있지만 보다 많은 에너지를 수집하고 이를 배터리에 저장하여 다양한 용도로 활용할 수 있는 장점이 있다.

본 논문에서는 배전반에서 발생하는 자기장을 수집하여 1-cell 배터리를 충전하고, 정전 발생 시 배터리에 충전된 전기에너지를 이용하여 15 W급 LED 조명을 밝힐 수 있는 quadratic boost converter를 제안한다. 기존 회로(그림 2)는 boost converter에 인덕터 1개($L_{2}$), 다이오드 2개($D_{1}$, $D_{2}$), 캐패시터 1개($C_{b}$)를 추가하여 Continuous Conduction Mode (CCM) 조건에서 출력전압 $V_{O}$, 입력전압 $V_{IN}$, 스위치 듀티비가 D 일 때, $V_{O}=V_{in}/(1-D)^{2}$의 전압 이득을 갖기 때문에 1-cell 배터리의 낮은 전압을 이용하여 24 V의 높은 출력전압을 얻기에 충분한 듀티비를 제공할 수 있으며, 스위치 1개로 2-stage boost converter의 동작이 가능하다는 경제성, 그리고 제어의 간편성의 장점이 있다. 하지만, quadratic boost converter는 스위치 SW가 on 되는 구간에서 $D_{2}$와 $L_{2}$의 전류가 동시에 SW로 흐르기 때문에 전류 스트레스와 도통 손실이 증가하며 SW가 off 되는 구간에서는 높은 출력전압이 스위치 양단에 인가되므로 SW의 전압 스트레스가 증가하는 단점이 있다⁽¹⁰⁾. 또한, quadratic boost converter가 CCM으로 동작하는 경우 SW가 turn-on 되는 순간 출력 다이오드 $D_{O}$에서 발생하는 역회복전류가 SW로 유입되어 switching turn-on 손실을 증가시킨다.

이와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 논문에서는 기존 회로에 다이오드 2개 ($D_{3}$, $D_{4}$), 캐패시터 2개 ($C_{1}$, $C_{2}$), 인덕터 1개 ($L_{3}$)를 추가하여 스위치의 전압 스트레스와 스위칭 손실을 저감 하는 구조를 제안하였다. 제안한 회로의 동작을 총 5개의 동작 모드로 구분하여 설명하였으며, 제안한 회로의 스위칭 손실 저감 효과를 검증하기 위해 LT-Spice 시뮬레이션을 이용하여 기존 회로와 스위칭 손실을 비교하였다. 또한, 4.2 V 입력으로 하고 24 V를 출력으로 하는 15 W급 LED 조명을 위한 proto-type을 제작하여 회로의 동작과 스위치 손실 개선 효과를 실험으로 검증하였다.

그림. 4. 제안한 회로의 동작 파형.

Fig. 4. Operational waveforms of proposed converter.

2. 제안 회로의 기본 동작

2.2 제안 회로의 동작 원리

제안한 회로의 간편한 해석을 위해 등가회로에 대하여 다음과 같은 가정을 한다. 1) 회로를 구성하는 모든 소자는 기생성분이 없는 이상적인 소자이다. 2) 제안한 회로는 CCM 정상상태에서 동작하고 있다. 3) $L_{2}$의 인덕턴스는 $L_{3}$의 인덕턴스보다 충분히 크다. 즉, $L_{2}$ >> $L_{3}$를 만족한다. 제안한 회로는 SW가 on/off 되는 1주기 Ts를 총 5개의 동작 모드로 구분하여 설명하였다. 각 동작 모드에 대한 주요 소자의 전류 파형을 그림 3에 나타내었으며, 동작 모드에 따른 제안 회로의 등가 모델을 그림4에 나타내었다. Mode 1이 시작되기 직전 SW, $D_{2}$, $D_{4}$, $D_{O}$는 off 되어있고, $D_{1}$, $D_{3}$는 on 되어있으며, $V_{Cb}$에서 $V_{C1}$으로 전류 흐름이 유지되고 있다.

그림. 5. 제안 회로의 동작 모드

Fig. 5. Modes of operation for the proposed circuit

Mode 1 (그림 5(a)) [t0 < t < t1]: t = t0가 되는 순간 SW, $D_{2}$는 turn-on 되고 $D_{1}$은 turn-off 된다. $D_{4}$와 $D_{O}$는 off 상태를 유지하고 있으며, $L_{3}$의 전류를 계속 흐르게 하도록 $D_{3}$는 on 상태를 유지한다. Mode 1은 I$L_{1}$－$D_{2}$－SW－GND path와 $V_{Cb}$－$L_{2}$－SW－GND path를 통해 $L_{1}$과 $L_{2}$에 부스팅을 시작하는 구간이다. 이때, $D_{3}$－$L_{3}$－$V_{C1}$의 전류 path가 유지되면서 입력전류는 $i_{SW}$와 $i_{L3}$로 분배되며, $i_{L3}$는 $-V_{C1}/L_{3}$의 기울기로 감소한다. 따라서, SW가 turn-on 되는 순간 SW로 유입되는 전류를 $V_{C1}/L_{3}$의 기울기로 증가하도록 제어하여 SW의 turn-on 손실을 줄일 수 있다. Mode 1에서 $i_{D2}$, $i_{D3}$, $i_{SW}$는 다음과 같이 표현할 수 있다.

(1)

$I_{L1}=i_{D2}$,

(2)

$i_{D3}(t)=i_{L3}(t)=-\dfrac{V_{C1}}{L_{3}}(t-t_{0})+I_{L2}$,

(3)

$i_{SW}(t)=-i_{D3}(t)+I_{L1}+I_{L2}=\dfrac{V_{C1}}{L_{3}}(t-t_{0})+I_{L1}$.

Mode 1은 $i_{D3}=0$이 되어 $i_{SW}=I_{L1}+I_{L2}$가 되는 순간 종료된다.

Mode 2 (그림 5(b)) [t1 < t < t2]: t = t1가 되는 순간 $D_{4}$는 turn-on 되고 $D_{3}$는 turn-off 된다. $D_{1}$과 $D_{O}$는 off 상태를 유지하고 있으며, $D_{2}$와 SW는 on 상태를 유지한다. Mode 2는 Mode 1에 이어서 $L_{1}$과 $L_{2}$에 전류를 자기장의 형태로 에너지 저장을 계속하고 있으며, $V_{C1}$－$L_{3}$－$D_{4}$－$V_{C2}$－SW의 전류 path를 이용해 $V_{C1}$에서 $V_{C2}$로 charge pumping이 시작되는 구간이다. 이때, charge pumping 전류 $i_{D4}$는 $L_{3}$에 의해 $(V_{C1}-V_{C2})/L_{3}$의 일정한 기울기로 증가한다. Mode 2에서 $i_{D2}$, $i_{D4}$, $i_{SW}$는 다음과 같다.

(4)

$I_{L1}=i_{D2}$,

(5)

$i_{$D_{4}$}(t)=-i_{L3}(t)=\dfrac{V_{C1}-V_{C2}}{L_{3}}(t-t_{1})$,

(6)

$i_{SW}(t)=i_{$D_{4}$}(t)+I_{L1}+I_{L2}=\dfrac{V_{C1}-V_{C2}}{L_{3}}(t-t_{1})+I_{L1}+I_{L2}$.

Mode 2는 SW가 turn-off 되는 순간 종료된다.

Mode 3 (그림 5(c)) [t2 < t < t3]: t = t2이 되는 순간 $D_{1}$, $D_{O}$는 turn-on 되고 SW, $D_{2}$는 turn-off 된다. $D_{3}$는 off 상태를 유지하고 있으며, $D_{4}$는 on 상태를 유지한다. Mode 3에서 $L_{1}$에 저장된 에너지는 $D_{1}$을 통해 $V_{Cb}$로 전달되며, $L_{2}$에 저장된 에너지는 $V_{Cb}$－$L_{2}$－$V_{C2}$－$D_{O}$－$V_{O}$의 전류 path를 통해 출력으로 전달된다. 또한, $V_{C1}$－$L_{3}$－$D_{4}$－$D_{O}$－$V_{O}$의 전류 path를 통해 $V_{C1}$에서 $V_{O}$로 전류를 공급한다. 이때, SW 양단의 전압 $v_{SW}$는 $v_{SW}=V_{O}-V_{C2}$를 만족하기 때문에 $V_{O}$보다 $V_{C2}$만큼 낮은 전압이 인가되어 기존 회로 대비 낮은 전압 스트레스를 갖게 된다. Mode 3에서 $i_{D4}$, $I_{DO}$는 다음과 같다.

(7)

$i_{$D_{4}$}(t)=-i_{L3}(t)=-\dfrac{V_{O}-V_{C1}}{L_{3}}(t-t_{2})+i_{$D_{4}$}(t_{2})$,

(8)

$i_{$D_{O}$}(t)=i_{$D_{4}$}+I_{L2}=-\dfrac{V_{O}-V_{C1}}{L_{3}}(t-t_{2})+i_{$D_{4}$}(t_{2})+I_{L2}$.

Mode 3은 $i_{D4}$ = 0이 되는 순간 종료된다.

Mode 4 (그림 5(d)) [t3 < t < $t_{4}$]: t = t3가 되는 순간 $D_{3}$은 turn-on 되고 $D_{4}$는 turn-off 된다. SW, $D_{2}$는 off 상태를 유지하고 있으며, $D_{1}$, $D_{O}$는 on 상태를 유지한다. Mode 4는 $D_{3}$와 $D_{O}$를 통해 $V_{Cb}$에서 $V_{O}$으로 전류가 공급되며, $D_{3}$를 통해 $V_{C1}$을 충전하는 구간이다. 따라서, $I_{L2}$는 $I_{DO}$와 $i_{D3}$로 전류분배 되며, $L_{3}$에 의해 $I_{DO}$는 $-(V_{O}-V_{C1}-V_{C2})/L_{3}$의 기울기로 감소하고, $i_{D3}$는 $(V_{O}-V_{C1}-V_{C2})/L_{3}$의 기울기로 증가한다. Mode 4에서 $i_{D3}$, $I_{DO}$는 다음과 같다.

(9)

$i_{D3}(t)=i_{L3}(t)=\dfrac{V_{O}-V_{C1}-V_{C2}}{L_{3}}(t-t_{3})$,

(10)

$i_{$D_{O}$}(t)=I_{L2}-i_{D3}(t)=I_{L2}-\dfrac{V_{O}-V_{C1}-V_{C2}}{L_{3}}(t-t_{3})$.

Mode 4는 $I_{DO}$ = 0이 되고, $i_{D3}$ = $I_{L2}$에 도달하는 순간 종료된다.

그림. 6. LT-Spice를 이용한 스위칭 손실 시뮬레이션 결과

Fig. 6. Results of switching power loss using LT-Spice

Mode 5 (그림 5(e)) [$t_{4}$ < t < $t_{5}$]: t = $t_{4}$가 되는 순간 $D_{O}$는 turn-off 된다. SW, $D_{2}$, $D_{4}$는 off 상태를 유지하고 있으며, $D_{1}$, $D_{3}$은 on 상태를 유지한다. 따라서, $D_{O}$에서 발생하는 역회복 전류가 SW turn-on 이전에 발생하기 때문에 $D_{O}$의 역회복 전류에 의한 스위칭 turn-on 손실을 제거할 수 있다. Mode 5는 $D_{3}$를 통해 $I_{L2}$가 $V_{C1}$으로 전달되는 구간이다. 이때 $L_{2}$ >> $L_{3}$ 조건에 의해 $v_{L3}\approx 0$으로 근사할 수 있다. 따라서, $v_{SW}\approx V_{C1}$이 되며, $I_{DO}$ = $I_{L2}$가 된다. Mode 5는 SW가 turn-on 되는 순간 종료된다.

3. 시뮬레이션 결과

기존 회로와 제안한 회로의 스위칭 손실 분석을 위해 Analog Device Inc.에서 제공하는 LT-Spice를 이용하였다. 각 회로는 표1의 소자 파라메터를 사용하여 구성하였으며, $V_{IN}$ = 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, 스위칭 주파수 fsw = 290 kHz 출력전력 Pout = 15 W, 정상상태 구동 조건에서 기존 회로와 제안 회로의 스위치 전압, 전류 파형과 스위칭 전력 손실 시뮬레이션을 진행하였다. 또한, Microsoft Visio를 이용하여 스위치가 turn-on 되고 turn-off 되는 순간 발생하는 전력 손실의 면적을 계산하여 비교하였다.

그림 6은 기존 회로와 제안한 회로의 스위칭 전력 손실 시뮬레이션 결과를 보여준다. 제안 회로와 기존 회로의 스위칭 turn-on 손실을 비교해 보면(그림 6(a), (b)) 기존 회로의 스위치가 turn-on 되는 과도구간(7.29 ns)에서 $D_{O}$의 역회복 전류에 의해 $i_{SW}$가 최대 8.5 A까지 상승하였으며 스위치 양단 전압 $v_{SW}$는 출력전압과 같은 24 V에서 0 V 까지 감소하며 순간 최대 전력 손실이 112 W까지 증가하였다. 반면, 제안 회로의 스위칭 turn-on 손실은 SW가 turn-on 되는 과도구간이 5.01 ns로 감소하였으며 $D_{O}$의 turn-off 동작이 스위치 turn-on 이전에 종료되기 때문에 $D_{O}$에서 발생하는 역회복 전류의 유입이 제거되어 $i_{SW}$의 최대값이 7.0 A로 낮아졌다. 또한, 과도구간에서 $v_{SW}$의 최대값은 8 V로 감소하여 순간 최대 전력 손실이 50 W로 감소하였다.

제안 회로와 기존 회로의 스위칭 turn-off 손실을 비교해 보면(그림 6(c), (d)), 제안한 회로의 최대 $v_{SW}$는 출력전압보다 6 V 낮은 18 V가 인가되어 turn-off 과도구간이 기존 회로 대비 75% 수준인 3.63 ns로 감소하였다. 반면, 스위치 turn-off 순간 제안 회로의 최대 전류가 기존 회로 대비 2.6A 증가하면서 스위치 turn-off 순간 최대 전력 손실은 45 W로 기존 대비 10 W 증가하였다.

Visio를 이용하여 스위칭 순간 발생하는 전력 손실의 면적을 상대적으로 비교한 결과 제안한 회로의 스위칭 전력 손실은 기존 회로 대비 약 56% 개선됨을 알 수 있다. 스위칭 turn-on 손실의 개선 효과가 73%로 우세하였으며, 제안회로의 스위치 전류 상승으로 스위칭 turn-off 손실은 기존회로 대비 20% 증가함을 확인하였다.

그림. 7. LT-Spice를 이용한 스위치 전력 손실 비교

Fig. 7. Compare power loss of SW using LT-Spice

그림. 8. LT-Spice를 이용한 손실 분석

Fig. 8. Power loss analysis using LT-Spice

제안 회로와 기존 회로 그리고 참고문헌 ⁽¹¹⁾에서 제안한 회로의 출력전력 변화에 대한 스위치 손실을 비교하기 위해 $V_{IN}$ = 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, fsw = 290 kHz, Pout = 1~15 W, 정상상태 구동 조건에서 시뮬레이션을 진행하였다(그림 7). 참고문헌 ⁽¹¹⁾에서 제안한 회로는 본 논문에서 제안한 회로보다 인덕터 1개를 적게 사용하였으며 같은 개수의 다이오드, 스위치, 캐패시터를 사용하여 스위치 전압 스트레스를 출력전압의 절반이 되는 charge pump와 유사한 구조를 제안하였다. ⁽¹¹⁾에서 제안한 회로는 Pout = 1 ~ 12 W 조건에서 기존 회로보다 낮고 제안 회로보다 높은 스위치 손실을 나타내었지만 13 W 이상에서 기존 회로와 동일한 수준의 스위치 손실이 발생하였다. ⁽¹¹⁾에서 제안한 회로는 charge pump 구조를 이용하여 스위치 전압 스트레스를 낮추는 장점이 있다. 하지만 SW가 turn-on 되는 순간 캐패시터를 충전하는 전류가 SW로 유입되면서 손실이 증가하여 스위치 손실의 개선 효과는 크지 않았다. 반면 본 논문에서 제안한 회로는 charge pump 구조에서 $L_{3}$를 추가하여 SW turn-on 되는 순간 SW로 유입되는 전류를 제한하면서 모든 영역에서 가장 낮은 스위치 손실을 나타내었다. 특히 출력전력이 낮은 7 W 이하에서 제안 회로의 스위치 전력 손실은 기존 회로 대비 약 50%의 개선 효과를 보였으며, 출력전력이 증가할수록 제안 회로의 스위치 전류 상승으로 인해 제안 회로와 기존 회로의 스위치 전력 손실 개선 효과는 약 20%까지 감소하였다.

제안 회로를 구성하는 소자 중 저항과 캐패시터를 제외한 $D_{1}$, $D_{2}$, $D_{3}$, $D_{4}$, $D_{O}$, $L_{1}$, $L_{2}$, $L_{3}$, SW, PWM IC의 손실 분석을 위해 LT-Spice를 이용하여 $V_{IN}$ = 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, fSW = 290 kHz, Pout = 8, 15 W 조건에서 시뮬레이션을 진행하였다(그림 8). 손실 분석 결과 quadratic boost converter의 입력단을 구성하는 $D_{1}$과 $D_{2}$에서 전체 손실의 약 43%를 차지하였다. $D_{1}$과 $D_{2}$는 높은 입력전류가 hard-switching으로 동작하므로 회로에서 가장 많은 전력 손실을 차지하였다. $L_{1}$, $L_{2}$, $L_{3}$는 출력전력이 높아질수록 증가하는 전류에 비례하여 전력 손실이 증가하였으며 snubber를 구성하는 $D_{3}$, $D_{4}$, $D_{O}$는 8 W, 15 W 구동 조건에서 비슷한 전력 손실을 차지하였다. PWM IC는 고정적으로 약 228 mW를 소비하여 출력전력이 낮아질수록 전제 손실에서 차지하는 비율이 증가하였다.

4. Snubber 소자 선정

5. 실험 결과

제안한 회로의 동작과 스위칭 손실 개선을 검증하기 위해 표 2의 구성요소를 이용하여 LED 조명을 위한 15 W급 proto-type을 제작하였다(그림 9). LT-Spice를 이용한 소자별 전력 손실(그림 8)을 참고하여 발열이 가장 많이 발생할 것으로 예상되는 $D_{1}$과 $D_{2}$를 열저항이 우수한 $D_{2}$PAK package인 MBRB2045CT를 사용하였으며 P$C_{b}$의 top 및 bottom 면에 충분한 구리영역을 설정하고 다수의 via를 이용하여 다이오드의 발열에 대비하였다. $L_{3}$는 식 (11)를 이용하여 2.5 μH를 사용하였으며, $C_{1}$과 $C_{2}$는 식 (12)를 이용하여 전압 리플이 0.06 V가 되도록 40 μF을 사용하였다. 제안 회로는 입력전압 4.2 V, 출력전압 24 V, fSW = 290 kHz, 출력전력 1~15 W 구동 조건에서 검증하였다. 이때, 입력 전원은 BDP-5050 직류 전원 장치를 이용하였으며 출력에는 SM-200 전자 로드를 연결하였다. 주요 구동 파형은 M$D_{O}$343 오실로스코프를 이용하여 측정하였으며, 입력과 출력의 전압, 전류는 UT61E+ 디지털 멀티미터 4대를 이용하여 동시에 측정하였고, 전류 파형 측정을 위해 TCPA300 전류 프로브를 사용하였다(그림 10).

그림. 9. 제안한 회로의 15 W급 Proto-type

Fig. 9. 15 W Proto-type of the proposed converter

그림. 10. 테스트 베드

Fig. 10. Test-bed

Pout = 15 W 조건에서 제안한 회로의 $i_{D3}$, $i_{D4}$, $i_{L3}$, $I_{DO}$ 파형을 측정하여 회로 동작을 검증하였다(그림 11). 제안한 회로는 SW의 gate 신호(Vg, 파란색)에 따라 그림 4의 이론 파형과 같이 동작하고 있으며, $i_{D3}$, $i_{D4}$, $I_{DO}$의 상승, 하강하는 기울기는 $L_{3}$에 의해 제어됨을 알 수 있다. $i_{L3}$는 $i_{L3}$ > 0구간에서 $D_{3}$를 통해 $C_{1}$을 충전하며, $i_{L3}$ < 0구간에서는 $D_{4}$를 통해 $C_{2}$를 충전하고(Mode 2) $D_{4}$, $D_{O}$를 통해 출력으로 전류를 공급한다(Mode 3). $i_{L3}$의 최대값은 2.46 A, 최소값은 – 2.38 A로 측정되었다.

그림 12는 Pout = 15 W 조건에서 제안 회로와 기존 회로의 SW 전압($v_{SW}$), 전류($i_{SW}$) 파형을 측정하여 비교한 것이다. 제안한 회로의 $i_{SW}$는 SW가 turn-on 되는 순간 $L_{3}$의 전류 연속성에 의해 $D_{3}$가 on 상태를 유지하면서 5.4 A에서 일정한 기울기로 상승하였다(Mode 1). 반면, 기존 회로의 경우 hard-switching 조건에서 SW가 turn-on 되어 4.9 A에서 전류가 일정한 기울기로 상승하였다. 제안 회로의 $v_{SW}$는 SW가 off 되는 구간에서 charge pumping 구조에 의해 기존 회로 보다 5.8 V 낮은 18.2 V를 유지하다가 Mode 5에서 8.8 V 까지 낮아지는 효과로 기존 회로 대비 스위칭 turn-on 손실 개선이 가능한 것을 알 수 있다.

그림 12와 참고문헌 ⁽¹²⁾의 측정파형을 이용한 스위칭 손실 계산 방법을 이용하여 기존 회로와 제안 회로의 스위칭 손실을 비교하였다. 참고문헌 ⁽¹²⁾의 스위칭 손실 계산 방법은 다음과 같다.

\begin{align*} P_{onloss}\approx\dfrac{1}{2}V_{DS1(on)}I_{D2(on)}t_{on1}f\\ +\dfrac{1}{6}V_{DS1(on)}(2I_{D2(on)}+I_{D3(on)})t_{on2}f \end{align*}

\begin{align*} P_{offloss}\approx\dfrac{1}{6}V_{DS2(off)}(I_{$D_{1}$(off)}+2I_{D2(off)})t_{off1}f\\ +\dfrac{1}{2}V_{DS2(off)}I_{D2(off)}t_{off2}f \end{align*}

기존 회로의 경우 $V_{DS1(on)}$ = 24 V, $I_{D2(on)}$ = 4.9 A, $t_{on1}$ = 40.8 ns f = 290 kHz, $I_{D3(on)}$ = 5.2 A, $t_{on2}$ = 50.7 ns, $V_{DS2(off)}$ = 24 V, $I_{D1(off)}$ = 6.56 A, $I_{D2(off)}$ = 6.6 A, $t_{off1}$ = 15.6 ns, $t_{off2}$ = 87.7 ns의 측정값을 이용하여 계산하면 스위칭 turn-on 손실 Ponloss = 1.58 W가 되며, 스위칭 turn-off 손실 Poffloss = 2.37 W가 된다. 제안

그림. 11. 제안 회로의 실측 전류 파형

Fig. 11. Experimental current waveforms

회로의 경우 $V_{DS1(on)}$ = 5 V, $I_{D2(on)}$ = 2 A, $t_{on1}$ = 27.4 ns f = 290 kHz, $I_{D3(on)}$ = 5.4 A, $t_{on2}$ = 62.7 ns, $V_{DS2(off)}$ = 18.2 V, $I_{D1(off)}$ = 11.07 A, $I_{D2(off)}$ = 11.1 A, $t_{off1}$ = 15.6 ns, $t_{off2}$ = 87.7 ns의 측정값을 이용하여 계산하면 스위칭 turn-on 손실 Ponloss = 0.18 W가 되며, 스위칭 turn-off 손실 Poffloss = 3.03 W가 된다. 기존 회로와 제안 회로의 스위칭 손실을 비교해 보면 제안 회로의 turn-on 손실은 약 88%의 개선 효과를 보이고 turn-off 손실은 약 22%의 증가를 보여 시뮬레이션 결과와 비슷한 결과를 얻은 것을 알 수 있다. 다만, 시뮬레이션 결과에서는 다이오드에서 발생하는 역회복 전류가 스위치로 유입되어 SW가 turn-on 되는 순간 전류의 peak가 증가하여 turn-on 손실이 turn-off 손실보다 큰 결과를 얻었지만, 실제 측정된 파형에서는 다이오드의 역회복 전류가 발생하지 않아 스위칭 turn-on 손실이 turn-off 손실보다 적은 결과를 얻었다.

그림. 12. 스위치 전압 전류 파형 비교

Fig. 12. Comparison of $v_{SW}$, $i_{SW}$

그림. 13. 제안 회로와 기존 회로의 효율 비교

Fig. 13. Comparison of power efficiency

$V_{IN}$ = 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, fSW = 290 kHz, Pout = 1 ~ 15 W 조건에서 제안 회로와 기존 회로의 효율을 측정하여 비교하였다(그림 13). 제안 회로의 효율은 Pout = 6 W에서 최대 78.48%, Pout = 1 W에서 최소 64.57%를 보였으며, 기존 회로의 효율은 Pout = 5 W에서 최대 74.44%, Pout = 1 W에서 최소 58.48%를 보였다. 스위칭 손실의 개선 효과로 제안 회로의 효율은 기존 회로 대비 최대 6.09%(Pout = 1 W), 최소 1.90%(Pout = 15 W) 개선되었다.

그림. 14. 제안 회로와 기존 회로의 스위치 구동 온도 비교

Fig. 14. Comparison of switch dri$V_{IN}$g temperature

그림. 15. 입력전압 변화에 대한 제안 회로의 효율

Fig. 15. Efficiency of proposed converter for input voltage variation

스위칭 손실 개선 효과를 확인하기 위해 $V_{IN}$ = 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, fSW = 290 kHz, Pout = 8, 15 W, 주변 온도 23 ℃, 구동 시간 30분 조건에서 BOSCH GCT6000C 열화상 카메라를 이용하여 제안한 회로와 기존 회로의 SW 구동 온도를 측정하여 비교하였다(그림 14). Pout = 8 W 조건에서 제안한 회로의 SW 구동 온도는 기존 회로 대비 4.7 ℃ 낮은 40.2 ℃로 측정되었으며, Pout = 15 W 조건에서 기존 회로 대비 3.9 ℃ 낮은 52.4 ℃로 측정되었다. 제안한 회로의 스위칭 손실 개선 효과로 SW 구동 온도뿐만 아니라 SW 주변 P$C_{b}$ 패턴의 온도도 기존 회로 대비 감소한 것을 알 수 있다.

1-cell 배터리의 전압 변화에 대한 제안 회로의 구동을 확인하기 위해 $V_{IN}$ = 3.7 ~ 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, fSW = 290 kHz, Pout = 15 W 조건에서 제안 회로의 효율을 측정하였다(그림 15). 제안 회로는 입력전압 3.7 ~ 4.2 V 구간에서 정상동작 하였으며 입력전압이 낮아질수록 높아진 입력전류에 의해 인덕터 저항 성분에 의한 I2R 손실이 증가한다. 증가한 입력전류에 의해 인덕터뿐만 아니라 회로를 구성하는 모든 소자에서의 도통 손실이 증가하기 때문에 입력전압이 3.7 V일 때 최소효율 69.89%, 4.2 V일 때 최대효율 73.93%를 기록하였다.

6. 결 론

본 논문은 배전반의 부스바에서 발생하는 자기장을 수집하여 1-cell 배터리를 충전하고, 정전 발생 시 LED 조명을 구동하기 위해 배전반 에너지 하베스팅 시스템에 적용되는 quadratic boost converter의 스위칭 손실 개선을 위한 회로 구조를 제안하였다. 제안한 회로는 기존 회로에 인덕터 1개, 캐패시터 2개, 다이오드 2개로 구성된 charge-pump passive snubber를 추가하여 SW가 turn-on 되는 순간 SW로 유입되는 전류의 최대값과 상승하는 기울기를 제어하고, SW가 turn-off 되는 구간에서 SW 양단의 전압을 낮추어 switching turn-on 및 turn-off 손실을 줄이는 역할을 한다. 제안한 회로의 동작을 5가지 Mode로 구분하여 설명하였으며, LT-Spice 시뮬레이터를 이용하여 제안 회로의 스위치 손실을 기존 회로의 스위치 손실과 비교하였다. 제안한 회로의 구동 및 스위치 손실 개선 효과를 검증하기 위해 LED 조명을 위한 15 W 급 proto-type을 제작하여 $V_{IN}$ = 4.2 V, $V_{O}$ = 24 V, fSW = 290 kHz 조건에서 기존 회로와 효율, SW 구동 온도를 측정하여 비교하였다. 실험 결과 제안 회로의 효율은 기존 회로 대비 Pout = 1 W에서 6.09%, Pout = 15 W에서 1.90% 개선되었으며, SW 구동 온도는 Pout = 8 W에서 4.7 ℃, Pout = 15 W에서 3.9 ℃ 낮아진 것을 확인하였다. 이러한 결과는 제안 회로가 기존 회로의 SW 손실을 저감 할 수 있는 구조로 적합하다는 것을 보여주며, 높은 입－출력 변환비가 필요한 다양한 전력 변환 분야에 활용될 수 있음을 기대할 수 있다.