2.1 PPC Architectures

PPC의 아키텍처는 그림 2와 같이 총 6개의 아키텍처로 구분할 수 있다. 이는 PPC 입력 ($V_{in}$)과 전력변환장치의 입력 ($V_{cin}$), 그리고 PPC 출력 ($V_{out}$)과 전력변환장치의 출력 ($V_{cout}$) 간의 연결관계와 PPC의 입출력 전압이득 $G_{V}(=V_{out}/V_{i n})$를 기준으로 분류할 수 있다 ⁽¹⁵⁾. 그림 2에 나타낸 Input-Parallel-Output- eries (IPOS) set-up 아키텍처는 가장 많이 사용되는 PPC 아키텍처로서, $V_{in}$과 $V_{cin}$이 병렬로 연결되고, $V_{out}$과 $V_{cout}$이 서로 직렬로 연결되어 있다. 따라서, $V_{in}$이 $V_{cout}$과 직렬로 연결되기 때문에, $V_{out}$은 항상 $V_{in}$보다 크다. IPOS set-up 아키텍처의 $V_{out}$, PPC 입력 전류 ($I_{i n}$) 및 전력변환효율 ($\eta_{PPC}$)은 다음과 같다.

식 (1)~(3)에서 $I_{c,i n}$, $I_{out}$은 각각 전력변환장치 입력 전류, PPC 출력 전류를 의미한다. 이와 마찬가지로 Input- Series-Output-Parallel (ISOP)(Ⅰ) set-up과 ISOP(Ⅱ) set-up 모두 IPOS set-up 아키텍처와 동일하게 PPC 출력 전압을 승압시킨다. 그러나 ISOP(Ⅰ) set-up과 ISOP(Ⅱ) set-up 아키텍처는 PPC 입력과 전력변환장치 입력이 직렬로 연결되어 있고, 전력변환장치 출력과 PPC 출력이 서로 병렬로 연결되어 있는 구조이다. 이때, 두 아키텍처의 회로 구조는 동일하지만 전력변환장치에 흐르는 전력의 방향이 서로 반대이다. 그림 2(c),(d),(f)는 감압형 아키텍처로, 각각 그림 2(a),(b),(c)와 동일한 구조이지만 PPC 입력과 출력이 반대이다.

그림 2(a),(b),(c)의 아키텍처들과 그림 2(c),(d),(f)의 아키텍처들은 각각 $G_{V}$가 1보다 크거나 작다는 측면에서 동일한 성질을 갖고 있지만, PPC에서 처리하는 전력 대비 내부 전력변환장치에서 처리하는 전력의 크기는 서로 다르다. PPC 내부 전력변환장치에서 작은 크기의 전력을 전달 할 수록 PPC의 성능이 극대화되기 때문에, 최적의 PPC를 설계하기 위해 PPC 처리 전력 대비 내부 전력변환장치의 전력처리비율($K_{pr}$)을 계산해야 하며 다음과 같다 ^(16),(17).

이때, $I_{cout}$은 전력변환장치의 출력 전력을 의미한다. 식 (4)를 이용하여 PPC 아키텍처별 $K_{pr}$을 도출할 수 있고, IPOS set-up 아키텍처의 $K_{pr}$은 다음과 같이 PPC의 $\eta_{PPC}$와 $G_{V}$으로 나타낼 수 있다.

식 (5)와 마찬가지로 나머지의 아키텍처에 관한 $K_{pr}$은 표 2에 명시되어 있다. 이때, $\eta_{PPC}$를 1로 가정한다면 PPC 아키텍처별 $K_{pr}$을 그림 3과 같이 나타낼 수 있다. 그림 3을 통해, 승압형 아키텍처에서 IPOS set-up 아키텍처가 동일한 $G_{V}$에서 $K_{pr}$의 절대 크기가 가장 작은 것을 알 수 있다. 이는 동일한 $G_{V}$를 갖는 시스템에서 내부 전력변환장치에서 전달하는 전력이 가장 작다는 것을 의미한다. 또한, IPOS set-up 아키텍처는 $\eta_{PPC}$가 1인 이상적인 경우, 무한대에 가까운 $G_{V}$의 시스템을 구현할 수 있다. 그러나, ISOP(Ⅰ) set-up과 ISOP(Ⅱ) set-up 아키텍처를 사용할 경우 $G_{V}$가 2일 때 $K_{pr}$이 1로 제한된다. 이는 내부 전력변환장치에서 시스템의 모든 전력을 전달함을 의미한다. 따라서 두 아키텍처의 경우 $G_{V}$가 2 이하인 시스템에서만 사용할 수 있다. 마찬가지로, 감압형 아키텍처의 경우, ISOP set-down 아키텍처가 동일한 $G_{V}$에서 $K_{pr}$의 절대 크기가 가장 작게 나타난다. 또한, IPOS(Ⅰ) set-down과 IPOS(Ⅱ) set-down 아키텍처에서 $G_{V}$가 0.5 일 때 $K_{pr}$이 1로 제한되지만, ISOP set-down 아키텍처의 경우 $G_{V}$가 0인 시스템까지 구현할 수 있다.

표 1에 따라 200kW 수소 연료 전지 기관차용 DC-DC 컨버터는 입력 750V 출력 1260~1750V의 승압형 컨버터가 요구된다. 따라서 최적의 PPC를 설계하기 위해, 승압형 아키텍처 중, 동일한 $G_{V}$에서 $K_{pr}$이 가장 작은 IPOS set-up 아키텍처를 선정한다.

2.2 DC-DC Converter Topology

본 절에서는 수소 연료 전지 기관차용 PPC를 설계하기 위해 내부 전력변환장치 토폴로지를 선정한다. 수소 연료 전지 기관차에는 에너지의 효율적인 사용을 위해 회생제동과 같은 운전 프로파일이 적용된다 ⁽¹⁸⁾. 이때, DC-DC 컨버터는 구동모터의 회생제동 시 발생하는 에너지를 배터리에 전달하기 위해 양방향 전력 전달이 가능한 DC-DC 컨버터를 사용한다.

2.1절에서 선정한 IPOS-setup 아키텍처를 비롯한 모든 PPC는 $V_{c,in}$과 $V_{cout}$이 DC-bus를 통해 연결되는 구조이기 때문에 내부 전력변환장치의 단락사고를 방지하기 위해 절연형 DC-DC 컨버터를 사용하여 $V_{c,in}$과 $V_{cout}$을 전기적으로 분리시킨다. 대용량 전력 전달이 가능하고 양방향 전력 전달이 가능한 절연형 DC-DC 컨버터는 Dual Active Bridge (DAB) 컨버터와 공진형 CLLC 컨버터가 대표적이다.

DAB 컨버터와 공진형 CLLC 컨버터의 토폴로지는 그림 4와 같다. ⁽¹⁹⁾에서, DAB 컨버터는 공진형 CLLC 컨버터보다

손실전력이 크다. 그러나, DAB 컨버터는 공진형 CLLC 컨버터보다 필요한 수동소자의 개수가 적고, 출력 커패시터 전압 리플이 작다. 이는 컨버터의 부피 및 무게의 감소와 출력 커패시터 수명을 연장시킬 수 있다. 따라서 본 논문에서는 DAB 컨버터를 사용하여 PPC를 설계한다.

DAB 컨버터는 2개의 H-Bridge, 고주파 변압기와 변압기의 내부 누설 인덕턴스만을 이용하여 양방향 전력 전달이 가능하므로, 적은 소자를 이용하여 컨버터를 구성할 수 있다. 또한, 1차 측 H-Bridge 선간 전압 ($u_{1}$)과 2차 측 H-Bridge 선간전압 ($u_{2}$)의 위상 차이($\phi$)를 이용하는 위상 천이 제어 기반의 간단한 전력 제어 방식을 사용한다. DAB 컨버터의 동작 원리는 그림 5를 통해 알 수 있다. 이때, $u_{1}$과 $u_{2}$는 각각 0.5 듀티 비 ($D$)의 구형파를 출력한다. 만약, $u_{1}$의 위상이 $u_{2}$보다 앞선다면 정방향 전력 전달을, $u_{2}$의 위상이 $u_{1}$보다 앞선다면 역방향 전력 전달을 수행한다. 변압기 권선비 (n)를 고려한 전압이득 $G_{V,DAB}$가 1일 경우 DAB 컨버터의 전력 전달식은 다음과 같다 ⁽²⁰⁾.

식 (7)에서 $f_{sw}$, $L_{l e a k}$는 DAB 컨버터의 스위칭 주파수와 변압기 누설 인덕턴스를 의미한다. 또한, $G_{V,DAB}=1$일 때, 전부하 영역에서 Zero Voltage Switching (ZVS) 동작을 달성한다. 이는 DAB 컨버터의 모든 전력반도체소자가 영전압에서 턴 온 되어 스위칭 손실이 발생하지 않음을 나타낸다.

DAB 컨버터를 이용하여 PPC 및 FPC를 구성하면 그림 6과 같이 나타낼 수 있다. 이때, PPC 아키텍처는 IPOS set-up 아키텍처를 사용한다.

2.3 Power Ratings of Semiconductor Devices

본 절에서는 2.1절 및 2.2절에서 선정한 IPOS set-up 아키텍처와 DAB 컨버터 토폴로지를 기반으로 PPC와 FPC의 전력반도체소자를 선정한다. 전력반도체소자는 각 컨버터가 정격 전력을 출력할 때, 전력반도체소자가 견뎌야 하는 최대 내압과 흐르는 전류 크기를 이용하여 제품을 선정하고 정격특성을 비교한다. 표 1의 파라미터를 기반으로 PPC 및 FPC 내부에 적용할 DAB 컨버터의 파라미터를 설계하면 표 3과 같다. 표 3을 통해, FPC의 DAB 컨버터는 모든 출력 전압 조건에서 200kW의 전력을 모두 변환하지만, PPC의 DAB 컨버터는 변환하는 전력의 크기가 변동하는 것을 알 수 있다. DAB 컨버터가 전달하는 전력의 크기는 다음 수식을 통해 도출할 수 있다.

식 (8),(9)에서 $P_{cout}$, $P_{Bypass}$는 각각 PPC 내부 DAB 컨버터에서 변환되는 전력의 크기와 DAB 컨버터를 거치지 않고, 바로 PPC 출력으로 이동하는 전력의 크기를 나타낸다. 또한, 식 (9)을 통해 $P_{cout}$은 $P_{out}$이 일정할 경우, $V_{out}$과 $V_{cout}$의 관계로 조절 가능하고, $V_{in}$대비 $V_{out}$이 작을수록 내부 전력변환장치에서 전달하는 전력의 크기가 감소하는 사실을 알 수 있다.

표 4는 PSIM 시뮬레이션 툴을 이용하여 도출한 PPC 및 FPC의 출력 전압별 전력반도체소자에 흐르는 전류 실효값의 크기이다. 이때 PPC 및 FPC는 손실전력이 발생하지 않는 이상적인 상황을 가정한다. 표 3과 표 4를 이용하여 PPC 및

FPC의 전력반도체소자의 최대 내압 및 최대 전류 크기를 알 수 있다. 이를 이용하여 적절한 크기의 내압 및 전류 크기를 갖는 전력반도체소자를 선정한 결과를 표 5에 나타내었다. 이때, 전력반도체소자는 높은 내압과 큰 허용 전류 특성을 가지고, 적은 스위칭 손실 및 전도 손실이 발생하는 SiC MOSFET 제품으로 선정하였다. 또한 선정된 SiC MOSFET 제품의 정격 전압 및 최대 허용 전류 크기는 DAB 컨버터의 과도상태 및 경부하 조건을 고려하여 표 3 및 표 4의 최대 전압 및 최대 전류 크기보다 크게 선정하였다.

표 5를 통하여 동일한 출력 전력에서 FPC보다 PPC를 설계하는 것이 더 작은 내압과 작은 허용 전류 크기를 갖는 전력반도체소자를 선정할 수 있음을 알 수 있다. 이는 컨버터를 제작할 때 전력반도체소자를 선정할 때 유리하고, DC-DC 컨버터의 설계 가격을 줄일 수 있다. 또한 작은 정격 전압 및 전류 크기를 갖는 소자를 사용함으로써 DC-DC 컨버터 전체 크기 및 부피를 줄일 수 있다.

2.4 Efficiency of System and Power Converter

본 절에서는 DAB 컨버터가 포함된 PPC 및 FPC의 전력변환 시 발생하는 손실전력을 측정하고 전력변환효율을 계산하여 비교한다. PPC 및 FPC 토폴로지는 그림 6과 동일하며 표 5에서 선정한 SiC MOSFET을 이용하여 DAB 컨버터를 구성한다. 이때 PPC 및 FPC는 전력반도체소자의 전도 손실 및 스

위칭 손실을 제외한 변압기 손실, 동손 등의 손실전력은 발생하지 않는다고 가정한다. 표 1의 파라미터 기반의 PPC 및

FPC의 DAB 컨버터 출력 전압 제어 시 정상상태 파형은 그림 7과 같으며, 각 DAB 컨버터는 그림 8의 제어 블록도를 통해 $V_{cout}$을 제어한다. 이 때, $v_{L_{leak}}$, $i_{L1}$, $i_{L2}$, $i_{cout}$는 각각 누설 인덕터 전압, 1차 측 및 2차 측 변압기 전류, 2차 측 커패시터 전류를 의미한다. 또한, 그림 8에서 PI 제어기의 출력은 1차 측과 2차 측 선간전압 $u_{1}, u_{2}$의 위상차 $\phi$이다.

PSIM Thermal 모듈을 이용하여 계산한 정상상태에서 PPC와 FPC의 손실전력 크기는 표 6과 표 7와 같다. 표 7을 통해, FPC의 DAB 컨버터 2차 측 H-Bridge에서 큰 스위칭 손실이 발생하는 것을 알 수 있다. 이는 2차 측 H-Bridge에 적용하는 Hitachi사의 MSM600GS33ALT는 역병렬 다이오드로 쇼트키 다이오드가 사용되지 않는 제품이기 때문에, 다른 소자보다 높은 스위칭 손실전력이 발생하기 때문이다. 표 6과 표 7을 통해 모든 출력 전압 조건에서 PPC의 손실전력이 FPC보다 작음을 검증하였다.

그림 9는 $V_{out}$에 따른 PPC 입출력 및 DAB 컨버터의 전력변환효율과, FPC의 입출력 전력변환효율을 비교한 그래프이다. $V_{out}=1260V$일 때 FPC 보다 PPC의 손실전력 감소량이 26.5%로 가장 크게 감소하였다. 이는 $V_{out}$ 및 $V_{cout}$이 작을수록 PPC 내부 DAB 컨버터에서는 더 작은 전력을 변환하기 때문이다. 또한, $V_{out}=1500V$일 때 PPC 효율이 99.4%로 가장 높게 나타났다. 이는 표 3의 DAB 컨버터의 n 및 $L_{"Le ak"}$를 $V_{out}=1500V$ 조건으로 설계했기 때문이다.

그림 10은 PPC의 성능을 실제 상황에서 검증하기 위한 1.13kW 축소형 실험세트이다. PPC 축소형 실험세트 내부의 전력반도체소자의 특성은 표 8과 같다. PPC의 내부 DAB 컨버터의 출력 전력 및 출력전압 제어를 위해 DSP TMS320F28388D를 사용하였다. PPC 구동 시 DC-bus에서 발생하는 동손의 크기를 무시할 경우, PPC의 내부 DAB 컨버터는 FPC와 같다고 가정할 수 있다. 이를 이용하여 PPC와 FPC의 손실전력 및 전력변환효율을 비교한다. 표 9는 축소형 실험세트 내부 DAB 컨버터의 파라미터를 나타낸다. PPC 및 FPC의 DAB 컨버터 파라미터는 식 (6),(7)을 이용하여 도출한다. 그림 11은 PPC와 FPC의 그림 8의 DAB 컨버터 출력 전압 제어 시 정상상태 동작 파형이며, 각각의 변수는 그림 7과 동일하다. 그림 12는 그림 11에서 전력분석기를 통해 측정한 입출력 전력변환효율 결과이다. 그림 12를 통해 FPC보다 PPC의 손실전력이 41W에서 22W로 약 46% 감소함을 검증하였다. 또한 FPC의 전력변환효율은 약 96.4%인 반면, PPC는 약 98.0%로 전력변환효율이 약 1.6% 증가함을 검증하였다.