2.1 시스템 구성

유도가열 열탈착 시스템은 히팅부와 전력변환부로 구분된다. 히팅부는 원통형태로 된 발열체인 열탈착 드럼과 그 주위 둘레를 따라 설치되는 유도가열 코일로 구성된다. 먼저 열탈착 공정이 일어나는 드럼 부분을 보면 그림 1과 같이 여닫을 수 있는 출입부가 있으며 그 반대편에는 내부 센서가 연결되어 측정장비를 연결할 수 있는 4개의 센서 연결부가 있다. 그리고 위로는 내부의 공기가 나갈 수 있는 관이 설치되어 있으며 하부에는 내부 오염물을 배출할 수 있는 배출관으로 구성되어 있다. 양옆의 추가 구조물을 제외하고 드럼의 사이즈는 표 1과 같으며 드럼 부분의 재질은 SUS410, 그 외 추가 구조물과 지지대의 재질은 SUS304이다. 해당 드럼의 주위 둘레를 따라 단열재와 유도가열 코일이 추가적으로 설치되며, 코일에 AC 전류를 인가해 줄 컨버터와 인버터로 구성된 전력변환부가 연결되어 열탈착 시스템이 구성된다.

유도가열 열탈착 시스템의 동작 원리를 간단히 설명하면 다음과 같다; 인버터에서 코일에 고주파의 AC 전류를 흘려주면 페러데이 법칙에 의해 드럼의 표면에 전압이 유도되고 와전류가 발생한다. 열탈착 드럼에 유도된 와전류는 드럼의 전기적 저항에 의해 줄열을 발생시킨다. 코일의 형상과 턴 수에 따라 임피던스가 달라지고, 임피던스에 따라 전력변환부 사양 내에서 히팅부로 전달할 수 있는 최대 전력이 결정된다. 따라서, 시스템 사양을 먼저 분석하여 요구되는 최적의 임피던스를 도출하고, 해당 임피던스를 구현하기 위한 유도가열 코일을 설계해야 한다. 전력변환부 상용 컨버터 사양은 전압 600V, 전류 55A이며 DC 출력을 교류로 만들어주기 위한 인버터는 큰 값의 전류를 분배하기 위해 인버터 3개를 모듈로 구성하였다. 컨버터는 최대 33kW DC 출력이고 이는 3-모듈 인버터의 입력이 되며, 3-모듈 인버터는 3개 모듈로 구성된 각 유도 코일에 전력을 전달한다. 따라서 전압과 전류의 관계에 따라 최대 전력을 사용하기 위해서 코일 설계 시 요구되는 저항 값을 만족해야 한다. 유도가열 열탈착 시스템 사양은 표 2에서 나타낸다. 그림 2는 유도가열 열탈착 시스템의 구성을 나타낸다.

인버터 출력 전압 VO_Inv은 교류 구형파 형태이며, 컨버터의 출력 전압 VO_Con의 최댓값인 600V를 1차 정현파의 rms로 환산 시 540Vrms가 된다. 인버터는 3개 모듈의 병렬구조이므로, 컨버터 출력 전류 IO_Con를 모듈 수로 나눈 후 rms 값으로 환산 시 약 13Arms이며 이는 인버터 1개 모듈의 전류이다. 따라서, 유도가열 코일 설계 시 요구되는 저항은 인버터의 모듈당 최대 전압과 최대 전류의 관계로부터 41.67Ω 이 된다. 해당 값은 줄열에 의해 발열에 기여하는 저항을 값을 나타낸 것이며, 실제 설계 시 인덕턴스 값에 맞춰 커패시터를 추가하여 리액턴스를 최대한 줄이도록 공진형 인버터를 설계하여야 한다. 33kW 컨버터부터 AC-DC-AC 변환 과정에서 부득이하게 인버터 최대 출력이 약 7kW로 제한되며 유도가열 코일의 저항이 정확히 41.67Ω를 만족하면 최대 약 21kW의 출력을 낼 수 있다. 그러나 열탈착 드럼에 사용된 SUS410은 온도가 20℃에서 650℃ 까지 변화하면서 온도의존 특성으로 인해 비저항이 약 2배 가까이 변화하게 되고, 이로 인한 저항 및 인덕턴스 변화로 인해 정확한 임피던스를 유지하기 어렵다. 또한 동일한 열탈착 드럼에 다른 유도가열 코일로 실험을 진행한 결과 컨버터 출력전압이 10~600V까지 상승하면서 저항 값이 약 4배정도 증가하였기 때문에 목표 온도와 전압에서의 동작을 고려하여 요구되는 임피던스를 최대한 만족하도록 코일을 설계해야 한다.

그림 3은 공진주파수에서 순수 저항의 크기에 따라 인버터가 출력할 수 있는 최대 전력을 나타낸다. 목표 저항인 41.67Ω 미만에서는 인버터의 최대 전압을 인가하면 전류가 제한치를 넘어가기 때문에 전압을 낮춰서 최대전류 값을 유지하여 I2R의 값을 따라 저항이 커짐에 따라 전력이 상승한다. 목표 저항값 이상에서는 전압을 최대로 인가하더라도 저항이 크기 때문에 전류가 제한치보다 적게 흐르므로 최대전압 값을 가지고 V2/R의 값을 따라 전력이 감소한다. SUS410은 온도에 따른 비저항 상승에 의해 저항 값이 상온에서 650℃까지 상승할 때 약 1.4배까지 상승하면서 저항이 바뀌고 인버터의 출력이 감소한다. 비저항은 약 2배 증가하나 저항은 1.4배 증가하는 것은 저항이 커짐에 따라 침투깊이도 제곱근에 비례하여 길어지기 때문에 그 만큼 저항 식에서 분모의 면적이 증가하여 결국 비저항 상승비율의 제곱근으로 저항이 증가한다. 인덕턴스도 마찬가지로 비저항의 영향을 받으나 누설성분을 포함하고 있기 때문에 드럼에 작용하는 성분만 침투깊이의 영향을 받아 비저항 상승비율의 제곱근으로 증가한다. 따라서 상온에서 목표 저항을 만족할 경우 약 650℃에서는 출력이 15kW로 감소하기 때문에 이러한 점을 고려한 설계가 필요하다.

2.2 히팅부 설계

열탈착 히팅부는 열탈착 드럼과 그 주위를 둘러싼 유도가열 코일로 구성되며 드럼의 사양은 앞선 표 1과 같다. 유도가열 코일의 설계 변수는 자기적 공극, 턴 수, 모듈 간의 거리, 코일의 직경 및 면적 등이 있으며 이 중 특히나 자기적 공극은 누설 자속과 임피던스에 매우 큰 영향을 미치기 때문에 가장 중요한 변수이다. 자기적 공극이 작을수록 누설자속이 감소하고 보다 효율적인 에너지 전달이 가능하기 때문에 드럼에 최대한 가깝게 코일을 배치하는 것이 좋다. 그러나 열탈착 드럼의 온도가 최대 600℃까지 상승하기 때문에 단열재가 추가되더라도 코일이 단열재에 직접 접촉하여 고온에 노출되면 절연물의 등급에 따라 한계 온도를 초과하여 소손이 발생하고 절연이 파괴되어 문제가 발생할 수 있다. 따라서 열적으로도 안전하면서도 자기적 성능을 갖도록 적절한 공극을 도출하기 위해 먼저 열 해석을 진행하여 단열재의 두께 및 코일의 위치에 따른 온도 분포 분석을 진행하였다. 열 해석 방법으로는 크게 열등가회로법(Lumped parameter thermal network, LPTN), 3D FEM, CFD (Computational Fluid Dynamics) 3가지로 나뉘게 되는데, 등가회로법은 단순화된 요소로 나누어 회로망 같이 네트워크로 표현하는 방법으로 계산이 빠른 장점을 가지나 정확도가 떨어지고 세부적인 열적 분포를 확인하기 어렵다. 3D FEM은 유한의 요소로 나누어 보다 정확하게 열 분포를 확인할 수 있는 장점이 있으나 대류에 관한 부분은 별도의 경계조건을 사용해야 하며 공기층의 온도분포는 확인할 수가 없다. CFD는 유체의 흐름과 그에 따른 열 전달을 계산하는 것으로 공기의 흐름과 열 분포까지 확인할 수 있다. 따라서 해석은 CFD 프로그램인 Ansys社의 Icepak을 사용하였다. 그림 4는 열탈착 장치의 열 해석 모델을 나타낸다. 받침과 같은 부가적인 구조물은 생략하였으며 해석 프로그램이 요소를 육면체로 나누기 때문에 곡선부에 취약하여 완전한 원 형태가 아닌 정다각형 형태로 모델링 하였다. 드럼 둘레에는 Cerakwool 1300 재질의 단열재가 밀착되어 있으며 밀도는 130kg/m3, 열전도도는 0.17 W/m․℃, 비열은 850J/kg․℃ 이다. 표 3에는 해석 시 사용된 재질의 물성치를 나타내었다.

그림 5(a)는 해석 결과를 나타낸다. 결과 그래프는 자연냉각 조건에 놓인 드럼의 표면 온도가 700℃를 유지하는 정상상태에서 단열재의 두께와 기계적 공극에 따른 온도 분포를 나타낸다. 단열재가 12.5mm인 경우 단열재 표면의 온도는 약 400℃이며 단열재 두께를 증가시킬수록 온도가 감소하나 50mm까지 증가시킨다 하더라도 표면의 온도가 약 200℃이다. 유도가열 코일은 고주파에서 표피효과와 근접효과를 최소화하기 위하여 Litz wire를 사용하는데, 절연 등급은 약 180℃까지의 한계 온도를 갖는다. 따라서 안전율을 고려하면 적어도 150℃이하의 온도를 만족해야 하지만 단열재가 매우 두꺼워져야 한다. 반면에 단열재 표면으로부터 기계적 공극이 생기면 온도가 크게 감소하게 되며 4mm 이상의 공극을 확보하면 단열재 두께에 무관하게 150℃ 이하의 온도를 만족하게 된다. 따라서 단열재는 냉각으로 발생하는 열 손실을 방지할 정도로 얇게 유지하며 별도의 구조물을 통해 기계적 공극을 두어 코일의 온도 안전성을 확보하고 자기적 공극을 최소화하는 방향으로 설계를 진행하였다. 최종적으로 단열재 두께는 12.5mm의 단열재 2장으로 25mm를 적용하였으며 추가적인 공극을 위한 구조물로는 내열성 내화성을 지니면서 변형이 생기지 않는 Bakelite 재질을 적용하였다. 그림 5(b)는 단열재 두께 25mm를 적용하였을 때 드럼 표면부터 단열재와 공기층의 온도 분포를 나타낸다. 단열재 표면의 온도는 284℃로 높으나 5mm만 공극이 있어도 94℃로 크게 감소한다. Bakelite의 두께는 Bakelite를 통한 열전달, 코일부 지지를 위한 강성확보 그리고 코일의 전기저항에 의한 자체발열 등을 고려해 20mm로 최종 설계하였으며 자기적 공극은 45mm이다.

다음으로 유도가열 코일을 설계하기 위한 전자계 해석은 Ansys社의 2D Maxwell을 사용하였다. 여기서의 주 설계 변수는 코일의 턴 수, 코일의 직경, 그리고 모듈간의 거리이다. 자기적 공극은 앞선 45mm와 달리 제작 시 상황을 고려해 단열재의 눌림을 고려하여 43mm로 변경하여 해석을 수행하였다. 설계 목표 성능은 저항값 만족, 임피던스의 평형이다. 먼저 고주파 시 표피효과 및 근접효과를 방지하기 위해 개별적으로 절연된 도체 연선을 사용하는 Litz wire를 적용하였으며 각 소선의 직경은 0.12mm, 2770 가닥으로 구성되어 있으며 직경은 9.5mm이다. 그림 6은 2D Maxwell를 이용한 해석 모델과 부분 확대 그림이다. 해석은 3D의 원통형 모델을 사용해야 하나 모델링 및 해석시간 감소를 위해 2D 축 대칭 모델을 사용하였다. 해당 모델은 중심축 Z 중심으로 회전하는 형태를 갖는 모델로 SUS410 재질의 드럼 둘레와 SUS304 재질의 추가 구조물, 그리고 3모듈의 코일을 나타낸다. 해석은 교류 전자기장 해석인 Eddy Current solver를 이용하였으며 SUS410의 도전율과 투자율, 그리고 인가 주파수 60kHz를 고려하면 약 0.2mm의 매우 작은 침투깊이를 가지므로 드럼 표면은 Impedance Boundary 경계조건을 설정하여 해석을 진행하였다.

해석은 먼저 1module의 1turn의 코일을 설계하여 1턴 당 저항과 인덕턴스를 확인하였으며 그 값을 토대로 턴 수의 제곱에 비례하는 특성을 고려하여 30턴을 선정하였다. 목표 저항은 앞서 언급했듯 전압과 온도에 따른 변화로 인해 600V 인가 시 LCR 측정값 보다 저항이 4배 증가하는 것을 고려하여 약 10Ω을 목표로 하였다. 그러나 여기서 가운데 모듈에서 발생하는 자속은 보다 넓은 드럼 표면에 작용하지만 양 끝의 모듈은 끝단부에 있으며 추가 구조물로 인해 같은 턴 수여도 임피던스가 달라진다. 또한 3개의 모듈이 동시에 동작하면 상호간의 임피던스가 발생하여 최종적인 등가 임피던스에 대한 값을 고려해야 한다. 따라서 저항 값을 만족하면서 상호작용까지 고려하여 임피던스가 균형을 이루어야하기 때문에 이에 대한 변수인 모듈간의 거리와 양 끝 모듈의 턴 수를 조정하였다. 최종적으로 양 끝 모듈의 턴 수는 31턴, 중앙 모듈은 30턴, 그리고 모듈간 거리는 90mm로 선정하였다. 표 4는 최종 해석 결과 임피던스를 나타낸다. 각 모듈의 임피던스는 단독으로 동작할 때의 임피던스이며 Mutual1-2는 1번 모듈과 중앙의 2번 모듈 사이의 상호 의미이며 Mutual2-3과 같다. Mutual1-3은 양끝 모듈간의 상호 임피던스이며 거리가 멀기 때문에 그 값이 작은 것을 확인할 수 있다. 이러한 상호 임피던스 값은 상호간의 위상차이 θ에 영향을 받아 cosθ의 값이 곱해져 더해진다. 상호 간의 균형을 위해 2번 모듈은 반대 극성, 180°의 극성을 갖도록 하였다.

2.3 전력변환부 설계

설계 및 제작된 히팅부의 파라미터를 이용하여 공진형 인버터의 설계를 수행하였다. 설계하고자 하는 인버터 회로는 그림 7과 같다. 컨버터로부터 30kW DC 입력을 받아 3개 병렬 모듈의 인버터로 구성하여 히팅부에 교류전원을 인가한다. 우측의 회로도는 Full-Bridge 구조의 스위치 4개와 공진 탱크는 2차측 부하인 등가 저항 Req과 등가 인덕턴스 Leq, 그리고 공진을 위한 커패시터 Cr으로 직렬 공진 형태로 표현된다.

식 (1)은 부하 전류 iL을 분석한 내용이다. 부하 임피던스 Zt는 Req, Leq, Cr의 직렬 공진 형태이고, 이로부터 iL을 도출하였다. LC필터에 의해 기본파 성분만 고려하면 입력 전압은 V_m*sin(ωt)이 된다. 이때, Vm은 VS*4/π이다.

리액턴스 성분이 모두 상쇄되는 완전 공진 시에, 구형파 전압과 동상의 정현파 전류가 흐른다. 인버터에서 전원 인가시에, 공진 주파수와 스위칭주파수의 크기에 따라 Inductive 영역과 Capacitive 영역으로 나뉜다. 그림 8은 Inductive 및 Capacitive 영역에 따른 회로도와 파형을 나타낸다.

Inductive 영역은 ZVS(Zero Voltage Swtching)가 가능해지므로 스위칭 손실을 효과적으로 저감시킬 수 있는 이점을 가진다. 이와 상반되는 Capacitive 영역의 경우는 데드타임이 종료된 후, Q2와 Q4가 턴-온 될 때, 스위치의 드레인-소스 전압이 존재한 상태에서 스위칭 하므로 전압과 전류의 Overlap에 의해 턴-온 손실이 발생하여 손실 측면에서 불리하다. 따라서, 공진 주파수부터 Inductive 영역을 동작범위로 선정하여 설계를 수행하였다.

표 5는 유도가열 열탈착 시스템의 설계 파라미터이다. 인덕턴스는 제작된 시제품의 LCR 측정을 통해 도출하였으며 상호인덕턴스는 해석결과를 토대로 등가 임피던스 계산 시 약 350μH로 균형을 이루는 것을 확인하였다. 설계 파라미터를 바탕으로 공진 주파수 fr에서 공진 커패시턴스 Cr를 선정하였다. 열탈착 드럼의 온도 상승에 따른 부하 파라미터의 변화가 스위치 손실의 변화를 초래하므로, 스위칭 주파수에 따른 부전류의 최댓값 Im, 전압/전류의 위상각 φ, 유효전력, 턴-오프 전류 iturn-off를 계산하였다. 이론적 분석의 검증을 위해 시뮬레이션 해석을 수행하였다.

표 6은 공진점부터 Inductive 영역의 파라미터 계산(Cal.) 및 시뮬레이션(Sim1=Matlab, Sim2=PSIM) 결과값이다. 그림 9는 상용 수치 해석 소프트웨어인 Matlab을 이용하여 도출한 그래프이고, 그림 10은 회로 시뮬레이터인 PSIM을 이용하여 도출한 극전압 VAB 및 부하 전류 iL의 파형이다. 이론적 분석과시뮬레이션의 최대 오차율은 5% 이내로 만족하여, 스위치 선정 및 손실 분석을 수행하였다. 풀-브리지 회로에서 스위치에 걸리는 전압 스트레스는 입력 전압인 600V이며, margin을 고려하여 드레인-소스 전압 VDS가 1200V급 소자인 Cree社의 C3M0016120D를 선정하였다. 해당 스위치는 케이스 온도 기준 100℃에서 최대 85A로 동작 가능한 수준이다. 도통 손실의 계산에 필요한, 스위치가 턴-온 상태 시 보이는 저항인 드레인-소스 온 RDS(on)은 16mΩ이다. 케이스 온도 섭씨 100도 기준 PD값은 273W이고, margin을 고려하여 1/30 값인 9.1W 이내로 설계 제한치를 두었다. 표 5에서 분석한 PSIM 시뮬레이션 값을 이용하여 주파수별 스위치 손실 값을 계산하였으며, 이는 표 7에 정리하였다.

도통 손실 PCD와 턴-오프 손실 Ptoff 의 계산은 식 (2)을 사용하였다. 유도가열 열탈착 시스템의 설계 사양에 맞게 스케일링하여 총 손실을 계산하였다. 결론적으로, 스위치 손실이 PD의 제한치 내에 만족하므로, 선정한 스위치가 안정적 동작할 수 있음을 검증하였다.