1. 서 론

2050년까지 전 세계적으로 탄소중립을 목표로 다양한 사업 분야에서 대기오염 문제에 대응하기 위해 많은 노력을 기울이고 있다. 특히, 전기자동차는 엔진 기반 내연기관 자동차와 달리 모터와 배터리 기반으로 하여 탄소 저감 핵심 방안으로 부상하였다. 육군에서도 군용차량의 추진시스템을 디젤 엔진 기반 추진시스템에서 전동화 기반 추진시스템으로 성능개량 소요제기가 늘어나고 있다. 군용차량은 여러 작전수행능력을 갖추기 위해 항속거리, 기동성, 소음, 온도 등이 고려되어야 한다. 또한 군용차량 특성상 피탐을 고려하여 설계되어야하므로 주행풍을 받을 수 없고 구성품의 장착공간이 매우 협소하여 냉각에 불리한 구조이다. 따라서 좁은 공간에서도 고출력/고효율 및 좋은 방열특성을 달성할 수 있는 전기추진시스템이 필요하다^[1]. 그림 1은 이러한 육군 군용차량의 특성을 반영한 직렬형 하이브리드 전기 시스템 기반 군용차량을 보여준다.

전기에너지 기반 직렬형 하이브리드 전기자동차시스템은 그림 2와 같이 동력 발생을 위한 구동모터와 구동모터용 인버터, 배터리 충전을 위해 엔진과 발전기 그리고 발전기용 인버터로 구성되어 있다. 구동모터용 인버터와 발전기용 인버터는 직렬형 하이브리드 전기자동차의 핵심 전력변환장치로써 주로 Si-IGBT를 적용하여 개발되었다. 최근 SiC-MOSFET이 개발된 후, SiC의 장점을 이용한 인버터의 수요가 증가하고 있다. SiC-MOSFET은 Si-IGBT보다 낮은 스위칭 손실 및 전도 손실로 인해 고출력/고효율 시스템을 달성할 수 있고, 높은 전압과 높은 온도 조건에서 안정적인 구동이 가능하여 방열판의 사이즈를 줄일 수 있어 적용 시 인버터의 소형경량화 개발이 가능하다^[2-3]. 이러한 장점들로 인해 SiC-MOSFET을 적용하여 군용차량의 구동모터용 및 발전기용 인버터를 설계하는 것이 바람직하다.

그림 1. 직렬형 하이브리드 전기 시스템 기반 군용차량

Fig. 1. The military vehicle based series hybrid electric propulsion system

그림 2. 직렬형 하이브리드 전기자동차 시스템 블록도

Fig. 2. The diagram of series hybrid electric propulsion system

본 논문에서는 군용차량의 직렬형 하이브리드 추진 시스템을 위한 100kW급 SiC 인버터의 설계과정을 제안한다. 성능과 설계 용이성을 고려하여 SiC-MOSFET을 선정하였으며, SiC-MOSFET의 빠른 스위칭 특성 및 EMI 노이즈등을 고려하여 게이트 드라이버, DC-링크 커패시터 및 방열판을 설계하였다. 설계된 SiC 인버터는 DPT (Double Pulse Test)실험을 통해 스위칭 소자의 성능을 확인하였으며, 최종적으로 다이나모 실험을 통해 SiC 인버터의 성능을 확인하였다.

2. SiC-MOSFET의 특성

실리콘카바이드(SiC)는 와이드 밴드갭 반도체 소자로서 실리콘(Si) 기반 반도체 소재 대비 밴드 갭은 약 3배, 절연 파괴전계는 약 7.3배, 열전도율은 약 3배, 포화전자 속도는 약 2배 가량 높아 고전압, 고출력, 고효율, 고온동작이 가능하다. 밴드갭은 반도체의 동작온도와 연관되며 높을수록 고온에서 동작할 수 있다. 절연 파괴전계는 단위 두께당 반도체가 견딜 수 있는 전압을 의미하며, 높을수록 더 높은 전압을 차단할 수 있다^[4-6]. 열전도율은 클수록 열 방출능력이 뛰어나는 것을 의미하며, 포화전자속도는 전자의 이동속도를 의미하는데, 이 또한 클수록 스위칭 소자의 고속 스위칭을 가능하게 한다. 이러한 SiC의 장점들로 인해 SiC-MOSFET을 적용한 인버터의 수요가 계속해서 증가하고 있다. 표 1은 Si 기반 반도체 소재와 와이드 밴드갭 소재인 SiC 기반 반도체소재의 물성 특성을 비교한 표이다.

그림 3. SiC-MOSFET을 적용한 군용차량용 인버터구조

Fig. 3. The inverter structure for military vehicle applied SiC-MOSFET

하지만, SiC-MOSFET은 고속 스위칭으로 인해 높은 dv/dt 및 di/dt 특성을 가지므로 방사 및 전도 EMI 문제를 발생시키며, 주변 전기장치의 전자파 간섭으로 인해 장비의 신뢰성을 하락시킨다. 특히, 회로 및 SiC-MOSFET 자체 기생 인덕턴스가 크면 높은 di/dt 특성으로 인해 Voltage Spike가 커져 SiC-MOSFET 및 DC-링크 커패시터의 절연전압을 파괴시킬 위험이 있다. 따라서 SiC-MOSFET 기반 인버터 설계 시 이러한 문제점들을 방지 및 저감할 수 있는 방안이 요구된다.

3. 군용차량용 SiC 인버터 개발

3.1 인버터 설계 사양

군용차랑용 100kW급 하이브리드 추진 시스템에 적용하기 위해 설계되는 SiC 인버터는 차량의 추진을 위한 구동모터 제어장치와 배터리 충전을 위한 발전기 제어장치에 적용될 수 있으며, 그림 3과 같이 두 개의 모터를 동시에 제어 가능한 2-in-1 형태로 구성된다. 표 2의 SiC-MOSFET 기반 인버터 설계사양은 100kW 이상의 출력을 달성할 수 있도록 설계하였으며, SiC-MOSFET을 적용하여 98% 이상의 효율을 목표로 설계하였다. 또한, 군용차량에 요구되는 배터리 사양에 맞춰 DC-링크 공칭전압은 600Vdc, 정격전류는 400Apeak로 선정하였다.

그림 4. 여러 제조사의 SiC-MOSFET (a) Wolfspeed (b) Infineon (c) Microsemi (d) Onsemi

Fig. 4. The SiC-MOSFET of various manufacture company (a) Wolfspeed (b) Infineon (c) Microsemi (d) Onsemi

3.3 게이트 드라이버 설계

게이트 드라이버는 메인 보드로부터 전달된 PWM 신호를 수신하여 인버터에 장착된 스위칭 소자의 turn on, turn off 동작을 제어하는 역할을 한다. 따라서, 게이트 드라이버 설계를 위해 PWM 신호의 전달지연, 이에 사용되는 IC칩 성능 등 많은 요소가 고려되어야 한다.

SiC-MOSFET을 적용한 게이트 드라이버 설계는 IGBT를 적용했을 때 보다 비교적 더 많은 요소의 고려가 필요하다. 앞서 언급했듯이 SiC-MOSFET은 높은 dv/dt 및 di/dt 특성을 가지고 있어 전도성 및 방사성 노이즈와 같은 EMI 문제를 발생시키므로 이를 저감시키는 방안도 요구된다.

게이트 드라이버 IC의 2차측 그라운드는 스위칭 소자의 source단자에 연결되어 있기 때문에 게이트 드라이버 IC의 내부 기생 캐패시턴스에 의해 Cdv/dt 전도성 노이즈가 흐르게 된다. 게이트 드라이버 IC 내부에서 Cdv/dt 전도성 노이즈가 흐르게 되면 2차측 아날로그 신호에 의한 노이즈가 1차측 디지털 신호 영역으로 전달되기 때문에 디지털 신호를 왜곡시킬 수 있다. 이러한 전도성 노이즈를 방지하기 위해 내부 절연 커패시턴스 값이 작은 게이트 드라이버 IC를 선정하여야 한다. 또한, 게이트 드라이버 IC의 2차측 전압을 생성하기 위해 DC/DC 컨버터를 사용하는 경우에도, 게이트 드라이버 IC와 동일하게 스위칭 소자의 source 단자를 그라운드로 사용하므로 내부 절연 커패시턴스가 작은 DC/DC 컨버터를 선정해야 한다. 그리고 SiC-MOSFET의 빠른 스위칭 속도 특성을 이용하기 위해 낮은 게이트 저항이 요구되며, 순간적으로 더 큰 전류가 공급되어야 한다^[7].

그림 5. 버스플레이트 배치에 따른 자기장 분포 (a) 병렬 구조 (b) 평면구조

Fig. 5. The magnetic field distribution according to bus plate arrangement (a) Parallel (b) Coplanar

표 4는 게이트 드라이버　IC의 사양비교 표를 나타낸다. 앞서 언급한 고려사항과 CMTI(Common Mode Transient immunity), 신호지연등을 비교하여 게이트 드라이버 IC를 선정하였다. 또한 절연 구조가 자기결합 형태의 IC는 방사노이즈로부터 취약할 수 있기 때문에 최종적으로 정전결합을 사용하는 TI사의 UCC21755를 게이트 드라이버 IC로 선정하였으며, DC/DC 컨버터는 낮은 절연 커패시턴스(3.5pF)를 가지는 CUI사의 VQA3S-S15-D15-S로 선정하였다.

3.4 DC-링크 커패시터 설계

SiC-MOSFET을 적용한 인버터 동작 시 높은 di/dt와 기생 인덕턴스로 인해 높은 Voltage Spike가 발생한다. 이는 스위칭 소자의 절연을 파괴시킬 위험이 있어 기생 인덕턴스를 최소화 하여 설계하여야 한다.

일반적으로 인버터의 기생 인덕턴스는 DC-링크 커패시터의 ESL (Equivalent Series Inductance), DC-링크 커패시터와 SiC-MOSFET 간의 케이블에 의한 기생 인덕턴스, SiC-MOSFET 내부의 인덕턴스로 나뉘며, 이 3가지 요소를 모두 최소화한 인버터 설계가 요구된다.

본 장에서는 ESL이 낮은 DC-링크 커패시터를 선정하여 용량을 설계하는 방법과 DC-링크 커패시터와 스위칭 소자 간 연결하는 버스플레이트의 기생 인덕턴스를 낮게 설계하는 방법을 설명한다.

DC-링크 커패시터는 ESL이 낮은 필름커패시터로 선정하였고 커패시터 리플전류 $I_{c_{-}{s}}$는 식 (1)로 나타낼 수 있으며, 식 (2)를 이용하여 커패시터 용량을 선정하였다^[8].

그림 6. 설계된 DC-링크 커패시터 (a) 위 구조 (b) 아래 구조

Fig. 6. The designed DC_link capacitor (a) Upper structure (b) lower structure

(1)

\begin{align*}I_{c_{-}{s}}=I_{ph_{-}{s}}\sqrt{2m\left\{\dfrac{\sqrt{(3)}}{4\pi}+\cos^{2}\phi\left(\dfrac{\sqrt{(3)}}{\pi}+\dfrac{9}{16}m\right)\right\}}\\\\\\\cong 0.5\times I_{ph_{-}{pk}}\end{align*}

(2)

$C_{dc_{-}rink}= I_{c_{-}{s}}/(V_{_{-}ripple_{-}{s}}\times 2\times\pi\times f)$

여기서, $m$은 변조지수(modulation index), $\cos\phi$는 역률(power factor), $I_{ph_{-}{s}}$는 모터 상전류 rms, $I_{ph_{-}pk}$는 모터 상전류 피크, $C_{dc_{-}rink}$는 커패시터 용량, $V_{_{-}ripple_{-}{s}}$는 커패시터 리플전압, $f$는 스위칭 주파수이다.

그림 5는 DC-링크 커패시터와 스위칭 소자 간 연결하는 버스플레이트의 배치에 따른 자기장 분포를 보여준다. 그림 5에서 알 수 있듯이 버스플레이트를 병렬구조로 배치할 경우 +버스바 및 –버스바에서 발생하는 자속의 크기가 같고 방향이 반대이므로 겹치는 구간이 클수록 서로 상쇄되는 양이 많아져 기생 인덕턴스를 줄일 수 있다^[9-11].

그림 7. 설계된 파워스택 방열판 구조 (a) 파워스택 방열판 구조 (b) 수냉방열판 하우징 형상

Fig. 7. The heatsink structure of designed power stack (a) Heatsink structure of power stack (b) Water cooling plate housing structure

그림 8. 파워스택 방열해석 결과 (a) 유속 벡터 (b) 온도해석(NTC 온도)

Fig. 8. The heat dissipation analysis results of designed power stack (a) Flow vector (b) Temperature analysis (NTC temperature)

식 (3)은 그림 5(a)와 같이 병렬구조로 배치되었을 때 단위 mm당 인덕턴스의 대략적인 계산방법을 나타낸다^[12].

(3)

$L/mm\approx\mu_{0}\dfrac{h}{\omega}$

여기서, $\mu_{0}$는 진공투자율이며, 1.256e-6[H/m], $\omega$는 버스바의 폭, $h$는 두 버스바 평면 사이의 거리이다.

그림 6은 ESL이 낮으며 버스플레이트를 병렬구조로 배치하여 설계한 DC-링크 커패시터를 보여준다.

4. 실험 결과

선정된 SiC-MOSFET의 성능 검증 및 최적의 게이트 드라이버를 설계하기 위해 DPT를 진행하였다. 그림 9는 DPT 실험환경을 보여준다. 텍트로닉스 사의 임의 함수발생기를 이용하여 Double Pulse 파형을 묘사하였으며, DC-링크 전압 공급을 위해 DC Power Supply, 부하는 공심형 인덕터 50uH를 사용하였다. 스위칭 소자의 전압을 측정하기 위해 텍트로닉스 사의 IsoVu 절연 전압프로브를 사용하였으며, PEM사의 CWT Mini50HF 로고스키 코일을 이용하여 스위치 소자의 전류를 측정하였다.

그림 9. DPT (Double Pulse Test) (a) DPT 회로 (b) DPT 실험셋트

Fig. 9. DPT (Double Pulse Test) (a) DPT circuit (b) Experiment set of DPT

그림 10은 U상 Top 스위칭 소자에 대한 DPT 실험파형을 보여준다. DC-링크 전압은 배터리 최대전압인 700Vdc로 설정하여 실험하였으며, 스위칭 손실, 스위칭 소자 turn on 시 Miller effect, 스위칭 소자 turn off 시 Vds 피크전압, RBSOA (Reverse Bias Safe Operation Area)등을 고려하여 게이트 저항 범위를 선정하였다. 선정된 게이트 on, off 저항값은 각각 0~3.3옴으로 선정되었다.

그림 11은 U상 스위칭 소자에 대한 RBSOA 실험결과를 보여준다. RBSOA 실험은 스위칭 소자를 turn off 할 때 스위칭 소자가 스위칭 소자의 전압, 전류 안전범위안에서 동작하는지 측정하는 실험으로 배터리 최대전압 700Vdc와 스위칭 소자의

그림 10. U상 Top 스위칭 소자의 Double Pulse Test 실험파형 (a) Off Sequence (b) On Sequence

Fig. 10. Experimental waveform of Double Pulse Test about U phase Top (a) Off Sequence (b) On Sequence

그림 11. U상 Top 스위칭 소자의 RBSOA (a) Off Sequence (b) On Sequence

Fig. 11. RBSOA about U phase Top (a) Off Sequence (b) On Sequence

최대전류 900A 조건에서 게이트 on 저항은 3.3옴으로 고정, 게이트 off 저항을 0~3.3옴으로 변경하면서 실험하였다. 실험 결과, 스위칭 소자 turn off 시 RBSOA 영역을 만족하는 것을 보여준다.

또한, Top, Bottom 쌍으로 2개의 스위칭 소자가 연결되어있는 구조에서, 대상 스위칭 소자 turn on으로 인해 반대편 스위칭 소자의 동작에 영향을 미치는 Miller effect에 대해 확인하였다. U상 Bottom 게이트 on 저항을 0~3.3옴으로 변경하면서, U상 Bottom 스위칭 소자 turn on 시 U상 Top 스위칭 소자의 게이트 전압을 확인한 결과, Gate threshold 전압 2.5V 이하로 동작되는 것을 확인하였다. 표 6은 U상 Top SiC-MOSFET에 대한 Miller effect 분석결과를 보여준다.

위와 같은 실험 절차에 따라 다른 상의 Top, Bottom 스위칭 소자에 대해 DPT 실험을 한 결과, 게이트 on, off 저항을 각각 1옴으로 선정하였으며, 그림 12는 설계된 인버터 구조와 제작된 인버터를 보여준다.

그림 12. 제작된 인버터 사진 (a) 설계된 인버터 구조 (b) 인버터 사진

Fig. 12. Picture of the created SiC-MOSFET inverter (a) Structure of designed inverter (b) Inverter picture

그림 13. 다이나모 실험 셋트

Fig. 13. The dynamo experiment set

그림 14. 제작된 인버터의 NTC 온도포화 실험 결과

Fig. 14. The temperature saturation experiment results of designed inverter

그림 15. 제작된 인버터 효율맵

Fig. 15. The efficiency map of designed inverter

그림 13은 인버터의 성능을 확인하기 위한 다이나모 실험환경을 보여주며, 제작된 SiC 인버터, 구동모터, 150kW급 EV dynamometer등으로 구성되어 있다. 그림 14는 SiC-MOSFET의 NTC 온도 포화 실험결과를 보여준다. 해석조건과 동일한 조건으로 약 330초 동안 구동시키면서 SiC-MOSFET의 NTC 온도를 측정하였다. NTC 온도는 약 78도에서 포화되는 것을 볼 수 있으며, 온도 변화량은 약 24도로 측정되었다. 해석결과와 비교했을 시 포화온도는 약 5도 정도 차이나지만 온도 변화량은 비슷하게 측정된 것으로 보아, 비교적 방열해석이 잘된 것으로 판단된다. 그림 15는 제작된 인버터의 효율 측정 데이터를 기반으로 나타낸 전체 효율맵을 보여준다. 구동모터의 정격출력 100kW(7300rpm, 134Nm)에서 98.78%가 측정되었으며, 최대효율은 약 50kW(7300, 61Nm)에서 99%가 측정되어 효율 98% 이상을 달성하였다.

5. 결 론

본 논문은 고출력/고효율을 달성하기 위해 SiC-MOSFET을 적용시킨 군용차량용 100kW급 SiC 인버터의 설계과정을 보여준다. 기생 인덕턴스, Rds On 저항등의 스위칭 소자의 특성과 사이즈, 설계 용이성을 고려하여 SiC-MOSFET을 선정하였고 선정된 SiC-MOSFET을 최적으로 구동하기 위해 게이트 드라이버를 설계하였다. 또한 ESL이 낮은 필름커패시터와 스위칭 소자 간 연결하는 버스플레이트의 기생 인덕턴스를 낮게 설계하여 DC-링크 커패시터를 설계하였으며, 방열해석을 통해 안전한 온도 내에서 스위칭 소자가 동작할 수 있도록 방열판을 설계하였다. 설계된 SiC 인버터는 DPT 및 다이나모 실험을 통해 성능을 확인하였다. 향후, 군용차량에 적용하기 위해 환경시험, EMI 시험, 진동충격 시험 등 SiC 인버터의 성능을 여러 가지 방면으로 검증할 예정이다.