1. 서 론

최근 전기자동차의 상용화가 가속화됨에 따라, 기존 유선 충전 방식이 가진 물리적 체결의 불편함 및 안전성 등의 한계를 보완할 수 있는 무선 충전 기술에 대한 연구가 활발하게 이루어지고 있다 ^[1]. 송신 및 수신 패드 간 자기적 결합을 통해 전력전달을 수행하는 유도형 전력전송 (inductive power transfer, IPT) 시스템은 패드의 정렬 상태에 따라 출력 특성이 상이하므로, 전기자동차의 배터리 충전 프로파일을 만족하기 위해서는 배터리 충전 전압 및 전류 제어를 수행하는 배터리 관리 (battery management, BM) 컨버터가 필수적으로 요구된다.

이에 따라 일반적인 전기자동차용 무선 충전 시스템은 그림 1과 같이 역률 제어를 수행하는 역률 보상 (power factor correction, PFC) 컨버터, IPT 컨버터, 그리고 BM 컨버터가 결합된 3-stage 구조로 구성된다. 하지만, 차량 측에 탑재되는 BM 컨버터는 차량 내부의 전력 변환 단계를 증가시킴으로써 전체 시스템의 전력 손실과 더불어 부피를 증가시키는 주요 원인이 된다. 이에 따라 최근에는 BM 컨버터 없이 IPT 컨버터에서 직접 배터리 충전 제어를 수행하는 2-stage 무선 충전 시스템에 대한 연구가 진행되고 있다 ^{[2- 3]}.

기존 3-stage 구조 무선 충전 시스템에서 IPT 컨버터는 송신 및 수신 패드 간 결합계수에 의해 출력이 결정되며 배터리 충전 프로파일을 만족하기 위한 제어는 BM 컨버터에서 수행된다. 하지만 2-stage 구조에서는 IPT 컨버터가 BM 컨버터의 역할을 동시에 수행하므로 패드 간 전력전달과 더불어 배터리 충전 프로파일에 따른 전압 및 전류 제어까지 수행해야 한다.

이를 위해, IPT 컨버터의 DC-link 전압과 송신 측 스위칭 주파수를 조절하여 출력을 제어할 수 있다. 하지만, DC-link 전압은 PFC 출력 전압 범위에 의해 제한되며, 스위칭 주파수도 SAE J2954에 의해 79~90 kHz로 제한된다 ^[4].

이에 따라 2-stage 구조 무선 충전 시스템에서는 제한된 DC-link 전압 및 스위칭 주파수 범위 내에서도 다양한 배터리 충전 전압 조건을 만족할 수 있는 보상 네트워크 설계가 요구된다. 특히, 그림 2와 같이 배터리 전압 조건에 따라 보상 네트워크의 입력 임피던스 곡선이 서로 다르게 형성되며, 일부 배터리 전압 조건에서는 주파수 분기 (bifurcation)로 인해 입력 임피던스의 위상 반전 구간이 발생할 수 있다. 따라서 다양한 배터리 전압 조건에서 요구 출력 전압을 만족함과 동시에, 입력 임피던스 위상에서의 주파수 분기 현상을 방지할 수 있는 보상 네트워크 설계 및 제어 방안이 필요하다.

또한, 무선 충전 시스템 특성 상 패드 간 이격 변화에 따른 결합계수 변동이 함께 발생하며, 이로 인해 입력 임피던스의 위상 반전 특성이 더욱 심화될 수 있다 ^[5]. 결과적으로 이러한 위상 반전은 IPT 컨버터의 영전류 스위칭 (zero current switching, ZCS) 동작을 유발하며, 이때 발생하는 역회복 전류에 의해 스위칭 소자가 소손될 위험이 존재한다. 따라서, 2-stage 구조 무선충전 시스템의 IPT 컨버터는 제한된 스위칭 주파수 범위 내에서 배터리 충전 프로파일을 만족함과 동시에, 모든 출력 전압 및 이격 조건에서 ZCS 동작을 회피할 수 있는 보상 네트워크 설계 방안이 필수적으로 요구된다.

표 1에 정리된 바와 같이 기존 선행 연구에서도 다양한 출력 전압 및 이격 조건을 고려한 보상 네트워크 설계가 수행되었다. 그러나 대부분의 연구는 240~410 V 수준의 비교적 낮은 배터리 전압 범위와, 3.3 kW 급의 제한적인 출력 전력 조건을 대상으로 수행되었다 ^[6]. 하지만, 최근 전기자동차 배터리 시스템은 800 V 급 및 11 kW 이상의 고전압/대용량 무선 충전 시스템으로 발전하고 있으며, 이에 따라 기존 연구에서 제시된 설계 방안만으로는 이러한 충전 조건을 충분히 만족하지 못하는 한계가 존재한다. 또한, 일부 연구에서는 출력 전력을 최대 20 kW까지 확장하였으나 배터리 전압은 여전히 최대 420 V 수준에 머물렀으며, 고정된 이격 혹은 수평 이격만을 고려하여 설계하는 등 제한적인 결합계수 조건과 고정된 주파수 조건에서 입력 전압만을 가변하는 방식이 적용되었다 ^{[7- 9]}.

따라서 본 논문에서는 패드의 오정렬과 배터리 전압 범위를 고려하여 제한된 DC-link 전압 및 스위칭 주파수 범위 내에서 배터리 충전 프로파일을 만족하고 영전압 스위칭 (zero voltage switching, ZVS) 동작을 확보할 수 있는 IPT 컨버터의 설계 및 제어 방법을 제안한다. 이를 위해 먼저 LCC-LCC 보상 네트워크의 해석 모델을 기반으로 설계 point를 도출하고 기존 설계만으로 배터리 충전 프로파일을 만족할 수 있는 제어 알고리즘을 제시한다. 마지막으로 배터리 전압별 손실 분석을 통해 방법의 한계점을 분석한다. 이후 이러한 한계를 극복하기 위한 설계 방법을 제안하며, DC-link 전압과 스위칭 주파수 제어 기존 설계 방법과 제안하는 설계 방법의 효율을 비교하며, WPT 3급 IPT 컨버터의 프로토타입을 제작하여 실험을 통해 제안하는 설계 및 제어 방법의 우수성을 검증한다.

2. 기존 LCC-LCC 보상 네트워크 설계

본 논문에서 설계할 보상 네트워크의 설계 사양은 표 2와 같으며, 그림 3은 설계 대상인 LCC-LCC 보상 네트워크의 주파수 영역 등가회로를 나타낸다. 이때, V_in,ac는 송신 측 Full-bridge 스위치의 동작에 의해 생성되는 보상 네트워크의 AC 입력 전압을 의미하고, V_o,ac는 보상 네트워크의 AC 출력 전압을 의미하며, R_ac는 수신 측 다이오드의 정류 동작 및 배터리 부하를 등가화한 교류 등가저항을 나타낸다. 또한, 송·수신 패드의 자기 인덕턴스는 각각 L_p, L_s로 표현하였으며 패드 간 상호 인덕턴스는 M으로 표현하였다. 보상 네트워크를 구성하는 송신 측 보상 인덕터 및 직·병렬 커패시터는 각각 L_in, C_p, C_f’으로, 수신 측 보상 인덕터 및 직·병렬 커패시터는 각각 L_o, C_f, C_s로 표현하였다. 마지막으로, 송신 패드에는 수신 패드 전류 (I_s)에 의해 유기되는 전압이 발생하므로 jωMI_s로 표현하였으며, 수신 패드에는 송신 패드 전류 (I_p)에 의해 유기되는 전압이 발생하므로, jωMI_p로 표현할 수 있다.

이를 기반으로 LCC-LCC 보상 네트워크는 공진 각 주파수 ($\omega_o$)에서 공진 path를 구성하는 리액턴스의 합이 0이 되도록 설계하며, 이에 대한 관계식은 식 (1)-(3)과 같다 ^[8].

이를 바탕으로 LCC-LCC 보상 네트워크의 입력 임피던스와 출력 전력을 도출할 수 있으며 식 (4)-(6)과 같다 ^[10]. 이때, 패드의 자기 인덕턴스 (L_p, L_s)와 결합계수 (k)는 패드 제작 시 결정됨에 따라 design point에서의 입출력 전압 및 공진 주파수 선정 시 보상 네트워크의 파라미터를 설계할 수 있다.

보상 네트워크는 일반적으로 패드의 모든 결합 조건에서 원활한 전력전달을 수행하기 위해 최소 결합계수 조건에서 설계된다. 본 연구에 적용된 패드의 결합계수는 최소 0.098에서 최대 0.21로 약 2배의 변동 범위를 갖는다. 식 (5)와 같이 결합계수와 관계없이 동일 부하를 출력하기 위해서는 최대 결합계수 대비 최소 결합계수에서 약 2배 높은 입력 전압이 요구된다. 이때, 입력 전압을 높게 선정할수록 공진 전류 크기를 감소시킬 수 있으며, 이에 따라 스위치에서 발생하는 도통 손실 및 스위칭 손실을 줄일 수 있다. 따라서 design point 입력 전압은 설계 사양의 최대값인 800 V로 선정하였다.

다음으로, design point의 출력 전압은 보상 네트워크의 출력 전류 특성과 최대 충전 전류를 고려하여 결정한다. 무선 충전 시스템은 허용 가능한 스위칭 주파수 범위가 제한되어 있으므로, 제한된 주파수 범위 내에서 요구 충전 전류를 만족할 수 있어야 한다. 그림 4와 같이 LCC-LCC 보상 네트워크의 출력 전류 특성 곡선을 확인하면, 공진 주파수에서 최대 출력 전류가 형성되며, 스위칭 주파수를 조절할 경우 출력 전류가 감소하는 방향으로 제어됨을 알 수 있다. 표 2 설계 사양에 제시된 바와 같이 최대 충전 전류 25 A를 만족하는 출력 전압은 436 V이다. 배터리 전압이 증가하는 경우 주파수 제어를 통해 충전 전류를 감소시킬 수 있으므로, 전 구간에서 요구되는 충전 전류 제어가 가능하다. 따라서 436 V를 design point 출력 전압으로 선정하였다.

이렇게 선정된 입·출력 전압과 선정된 공진 주파수를 식 (5)에 대입할 경우 보상 인덕턴스의 곱을 도출할 수 있다. 본 논문에서는 보상 인덕터 (L_in, L_o)의 값을 동일하게 설계하였으며. 송·수신 측 자기 인덕턴스 값을 식 (1)-(3)에 대입할 경우 나머지 보상 네트워크 파라미터 (C_p, C_s, C_f, C_f’)를 도출할 수 있다.

일반적으로 전기자동차용 무선 충전 시스템의 보상 네트워크는 무선 충전 표준 규격 SAE J2954에서 제시하는 주파수를 기반으로 설계되며, 대부분의 기존 연구에서는 SAE J2954에서 제시하는 85 kHz를 공진 주파수로 선정하여 보상 네트워크를 설계하였다 ^[7],[9]. 이에 따라, 85 kHz를 공진 주파수로 선정하여 설계하며, 설계 결과는 표 3과 같다.

그림 5는 앞서 설계된 LCC-LCC 보상 네트워크의 설계 결과를 기반으로 도출한 보상 네트워크의 출력 특성 곡선이다. 앞서 서론에서 언급한 바와 같이, 2-stage 구조 무선 충전 시스템에 적용되는 IPT 컨버터는 출력이 배터리에 직접 연결되므로, 설계 결과 분석 시 동시에 만족해야 하는 주요 고려사항들을 정리하면 다음과 같다.

1) 보상 네트워크의 출력 전압의 경우 배터리 전압 조건 모두 만족

2) SAE J2954에서 제시하는 허용 스위칭 주파수 범위 (79~90kHz) 내에서 요구 출력 전압 및 출력 전류 만족

3) 모든 충전 전압 조건에서 입력 임피던스 위상각 (+) 유지 및 IPT 컨버터의 ZVS 동작 수행

따라서 모든 배터리 출력 전압 조건에서의 보상 네트워크 동작 특성을 확인하기 위해 출력 전압, 입력 임피던스의 위상각 및 출력 전류에 대한 특성 곡선을 각각 나타내었다. 또한, 패드 간 이격 조건에 관계없이 앞서 정리한 세가지 항목을 만족해야 하므로, 출력 특성 변화가 가장 크게 나타나는 최소 및 최대 결합계수 조건을 기준으로 분석을 수행하였다.

먼저 그림 5 (a), (c), (e)는 각각 배터리 전압 및 주파수에 따른 최소 결합계수 조건에서의 보상 네트워크 출력 전압, 입력 임피던스 위상각 및 출력 전류 특성을 나타낸다. 해당 결합 조건에서 공진 주파수 기준 우측 영역에서 동작할 경우, 목표 출력 전압을 만족하기 위해 스위칭 주파수가 허용 범위를 벗어나는 문제가 발생한다. 반면, 공진 주파수 기준 좌측 영역에서 동작할 경우 허용 스위칭 주파수 범위 내에서 모든 배터리 전압 조건을 만족할 수 있으며, 동시에 입력 임피던스 위상각 또한 (+)를 유지한다. 따라서 영역 Ⅰ에서 동작 시 앞서 언급한 세가지 조건을 모두 만족할 수 있음을 확인할 수 있다.

하지만 그림 5 (b), (d), (f)와 같이 최대 결합계수 조건에서는 최소 결합계수와 동일한 영역 Ⅰ에서 동작할 경우 배터리전압 625 V 이상에서 입력 임피던스 위상각이 음의 값을 가져 ZCS 동작을 수행할 뿐만 아니라, 목표 출력 전압을 만족하기 위해 스위칭 주파수 범위를 벗어나는 전압 조건 (@ 525 V부근)이 존재한다. 이에 따라 1~3 조건을 만족할 수 있는 영역 Ⅱ에서 동작을 수행하게 된다. 이 경우, 최소 결합계수 조건에서는 IPT 컨버터의 출력 전압을 증가시키기 위해 스위칭 주파수를 증가시키는 방향으로 동작한다. 하지만, 최대 결합계수 조건에서는 출력 전압을 증가시키기 위해 스위칭 주파수를 감소시키는 방향으로 동작해야 하므로 주파수 제어 방향이 반전된다. 이에 따라 초기 배터리 충전 시 제어 방향을 결정하기 위해 결합계수 정보를 사전에 전달받아야 하며, 다양한 정렬 오차 조건에서 정밀한 결합계수를 측정하고 이에 따른 제어 전략을 구분해야 하므로 시스템의 제어 복잡도가 증가한다. 또한, 그림 5 (d)와 같이 최대 결합계수 조건에서 입력 임피던스 위상각이 30°~70° 수준으로 크게 형성되어 과도한 입력 전류 지연에 따른 높은 턴 오프 전류에 의해 효율 감소를 야기한다.

3. 제안하는 LCC-LCC 보상 네트워크 설계 및 제어 방안

4. 제안하는 보상 네트워크 설계 및 제어 방안 성능 검증

5. 결 론

본 논문에서는 넓은 배터리 전압 및 고효율 동작을 고려한 2-stage 무선 충전 시스템의 보상 네트워크 설계 및 제어 방안을 제안하였다. 이를 위해 기존 보상 네트워크 설계 방안을 2-stage 구조 IPT 컨버터에 적용 시 문제점을 분석하고, 이를 해결하기 위한 보상 네트워크 설계 방안을 제시하였다. 이후, 해당 설계 방안을 적용한 IPT 컨버터의 고효율 동작을 위해 스위칭 주파수 및 DC-link 전압 제어 방안을 제시한다. PSIM 시뮬레이션 기반 손실 분석 결과, 대부분의 충전 동작이 이루어지는 최대 결합계수 조건에서 제안하는 설계 방안을 적용할 경우 평균 2.1%, 최대 4.2% 높은 효율 향상을 확인하였다. 마지막으로 11 kW 급 하드웨어를 제작하여 실험을 수행하였으며, 이를 통해 제안하는 설계 및 제어 방안을 실험적으로 검증하였다.